电路板优化设计范文
时间：2023-10-10 17:27:27
导语：如何才能写好一篇电路板优化设计，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公文云整理的十篇范文，供你借鉴。
篇1
【关键词】站点设计；路线优化；二边逐次修正法；启发式算法；算法程序
0 研究背景
班车站点及线路的优化设计是属于典型的车辆路径问题（Vehicle Routing Problem，即VRP问题）。VRP问题在国外最早是由Dantzing和Ramser[1]于1959年首次提出的。早在1962年，Balinski等人就提出集分割[2]，直接考虑可行解集合并在此基础上进行优化建立了最简单的VRP模型。1971年，Eilon等人[3]提出将动态规划法用于固定车辆的VRP，通过递归方法求解。1991年，Gendreau等人[4]将禁忌搜索方法应用于VRP。M.L.Fisher于1995年在“Vehicle Routing Handbooks in Operations Research&Management Science”[5]中对车辆路径问题作了总结，他把车辆路径问题的研究方法归结为三个阶段。第一个阶段，是20世纪60年代到70年代，这个阶段主要是应用一些简单的启发式方法来研究车辆路径问题，研究的重点主要局限于局部搜索和交换技术；第二个阶段，是20世纪70年代到80年代基于启发式方法的设计阶段，这个阶段主要是利用不同于一般启发式方法的近似优化算法来求解车辆路径问题。到了第三阶段，即20世纪80年代至今，研究的重点主要放在精确的优化算法和新兴的人工智能算法，包括模拟退火算法、禁忌搜索算法、遗传算法和人工神经元网络方法[6]。
在国内对VRP研究最早的是郭耀煌教授，1989年郭教授与其学生就多车场多车型等问题进行了研究[7]。1999年姜大立等人[8]建立了VRP的遗传算法。2001年，李嘉等人[9]设计了遗传算法和禁忌搜索启发式的混合算法。2004年崔雪丽等人基于人工蚂蚁系统给出了快速求解VRP的蚂蚁搜索算法。还有不少研究者均对VRP的研究做出了很大的贡献。单这些研究都是理论的东西，能够更好的解决实际问题才能说明研究的价值。所以这些研究应该更偏向实际问题。
1 符号说明
M企业或单位乘车总人数
L总车辆数（k表示第k辆车）
Z总站点数
N总路径数
C每辆车的容量
Si第i条路线
Pi第i个站点
Yi第Si条路线的总乘客数
ωijk车辆k从Pi站到Pj站的路程
Tijk车辆k从Pi站到Pj站经历的时间
Φ■=1乘客i到j站乘车0 否则
x■=1 车辆k可直接从p■站到p■站0 否则
Ψ■=1车辆k经过站点p■0 否则
h■=1乘客i乘坐车辆k0 否则
2 班车站点设置的数学模型
设置站点的第一步是统计企业或单位的所有乘客的住址坐标（即住址所在的经纬度可利用google earth标出）。记每位乘客的住址坐标为（ri，ci）（ri为经度ci为纬度）。假设共要设置站点Z个，第j个站点的坐标为（xj，yj）（xj为经度yj为纬度）。[10]
为使每位乘客到达站点距离的总路程最短及每位乘客到达站点的距离均衡以下给出总距离函数和最大距离与最小距离之差函数：
f■=Φ■■■■
f■=max Φ■■-min Φ■■
在设置站点的过程中还要考虑乘客到达站点所能承受的最大距离。假设乘客所能承受的最大距离为d1则有：
max Φ■■≤d1
在衡量总距离与最大最小距离偏差时可在两函数前加权重系数以更清楚地反映实际情况，综合以上，可建立如下班车站点设置的数学模型：
min（α■f■+α■f■）
stmax Φ■■≤d■Φ■=1（i=1，2…M）α■，α■为权重系数
3 路线的优化设计
线路的设计优化模型建立过程中我们从多样性角度出发并结合实际情况建立了两种线路的模型。和多数研究者不同我们考虑了实际班车站点和路线在不同企业或单位中有些比较复杂但有些比较简单，复杂的问题往往会有更多的目标和约束条件，解的过程也要复杂很多这是一种情况。在相对简单的情况若仍按照复杂模型的思路和计算方法不仅得不到较好的结果还会浪费过多的时间和精力，是不经济也是不实际的。因此我们建立了根据站点数量不同而路线安排也不同的两种模型。即以下的模型一和模型二。
模型一：
此模型是针对一些乘客人数较少，站点较少或运输资源有限等条件下建立的单一车辆单一路经的数学模型。仅仅适用于小型企业或单位，这种模型相对简单但在实际应用中却是经常要用到的。
在建立此模型中我们假设只有一辆车，车的容量足够容纳所有乘客。在站点已知且站点数目不是很多（说明：站点不多是指在总乘客数小于车容量下站点数一般小于20个，此处20只是对一般情况的假定，实际中具体个数应按实际需要设定）的情况下要求：①车要经过所有站点 ②车的路线最短 ③车辆行驶时间最短④除特殊情况外每个站点只经过一次 （说明：特殊情况是指如不再次经过此站点车辆无法返回）。
从以上要求中可以看出此问题应属于TSP（Travelling Salesman Problem）问题。此问题仍属于NP-Complete难题，许多学者在此问题上都花费了大量的精力但目前仍没有彻底解决该问题的方法。这并不意味着此处是做无用功，在简化数据和理想化一些条件后仍有一些有效的解决方法。
在上述要求中没有提及成本问题，其实对于单一车辆单一路径，车辆的成本是固定的。剩余的就只有运行的成本，运行的成本只与路程有关即只要求。
min■■ωijkxijk
路程达到最小即可使成本最小化。假设站点1为单位或企业，车辆运行路线中必须从单位或企业发车即■x1 jk=1最终又以单位或企业为终点返回即■xi1k=1。
由以上要求可建立模型如下：
min■■ωijkxijk（1）
min■■Tijkxijk（2）
stM≤C■Ψ■=Z■x1 jk=■xi1k=1xijk∈0，1N=1k=1
对目标函数（1）（2）其中（1）表示车辆行驶总路程最短（2）表示车辆行驶时间最短。对单一路径来说当车速一定时，路程和时间是成正比的。但为什么此处既对路程进行约束又对时间进行约束在此说明一下。在下文中会涉及道路饱和度的因素当满足（1）时在某些情况下会因为道路达到饱和而使运行时间过长，此时就会受到（2）的约束改变路线即使行驶路程增加但行驶的时间却比原先减少了，这样更有利于车辆运行效率，也更符合实际情况。第一个约束条件表示乘客总数不大于车的容量。第二个约束条件表示车必须经过每一个站点。第三个约束条件表示车从1站点出发必须回到1站点（假设1站点为目的地）。第四个约束条件表示变量x的0-1约束。第七第八约束条件分别表示只有一条路径和只有一辆车。
模型二：
此模型较模型一要复杂，是更具有广泛性和实用性的一般性模型。模型二是针对多人员多站点多线路多种因素综合考虑建立的。因为是一般性模型所以模型二较模型一相比具有多条线路，多车辆。在设置好站点后我们先用floyd算法求出所有站点之间的最短路，由最短路依次从距原点最远，第二远…第N远为起点设置N条线路，设置线路按两条原则一是尽量走最短路二是所有线路尽量囊括所有站点对有些特殊情况则另作分析。具体方法见模型算法设计。
在多条路线中车辆数既不能少于总需求量也不能过多，车辆数是决定成本的重要因素所以目标函数首先应满足使总车辆数达到最少。即：
f■=minL=L|LC≥M
车辆达到最少是首先决定因素其次是使所有车辆行驶总路程最短，因为除车辆的固定成本外路程所决定的运行成本从长期来看也是重要的因素。即：
f■=min■■■ωijkxijk
同样在保证总路程最短的前一约束下还要使时间达到最小化。设定时间的约束原因如模型一中设定时间约束的一样，同样是因为道路饱和度的考虑，其约束如下：
f■=min■■■Tijkxijk
在所有路线中为出于对乘客满意度和公平性的考虑应使最长路线与最短路线的差值在一定的可接受范围内，假定最大差值为d2则有：
f■=max（Si-Sj）≤d2
综合以上模型可建立如下：
min（α■f■+α■f■+α■f■+α■f■）
stLC≥MSi=■■ωijkxijk（k=1，2…L）■h■=1（i=1，2…M）■h■≤C（k=1，2…L）■Ψ■≥1（i=1，2…Z）■■xijk=■■xjik（k=1，2…L）■xiZk=■xZik=1（k=1，2…L）α■α4α5α6为权重系数
以上模型中目标函数的意义在上文中已说明此处说明一下约束条件的意义：约束条件一表示运载能力的限制即最大运载量要大于总人数。约束条件二表示每条路线的距离。约束条件三表示任意一位乘客只能乘坐一辆车。约束条件四表示每辆车的载客量不超过车的容量。约束条件五表示任意站点至少有一辆车经过。约束条件六表示同一辆车可以从pi站到pj站也可以从pj站到pi站即下行方向为上行方向的反向。约束条件七表示上行方向各路线的目的地为终点站下行方向各路线的发车点为终点站（假设第Z站为终点站）。
4 道路饱和度的考虑
此处道路饱和度并没有用符号在模型中表示出来是出于对模型求解可行性的考虑，因为就算没有考虑道路饱和度此模型的求解也相当困难。但是道路饱和度是实际问题中不得不考虑的一项因素，特别是在大城市的上下班高峰期，往往会因为交通堵塞浪费大量时间这是很不合理的。此处对道路饱和度的考虑，实际上也是对路线的修正因为在有些已达到饱和的道路再安排车辆通行就不满足时间的约束，就需要对线路进行调整。因为道路什么时候达到饱和往往与时间有关，这就要根据对不同环境的实际经验来判定。当道路达到饱和时即通行时间远超正常通行的时间，就在此时刻对此线路采用绕道而行的调整方案。
例如车辆k在某时刻t从pi站到pj站，在时刻t此时道路ωijk达到饱和。则车辆k在pi站与pj站途中绕经pα站，若满足T■+T■
但对时刻t模型和算法中是无法给出的，因为其一t的数值无法确定其二t具有不稳定性即每天情况可能不一样，只有根据实际经验才能确定。模型算法最终给出的结果只要根据实际经验来作调整即可，所以此处只做说明。
5 站点设置的算法设计
因为对不同的案例站点的设置千变万化，无法给出一个能保证最优最精确的解，所以站点设置算法我们采用一般情况下的启发式算法。如上文所描述模型思想按照算法步骤在一般情况下均可得到较满意的结果。
（1）输入：乘客到达站点所能承受的最大距离d1以及距离函数与距离偏差函数的权重系数α■，α■；
（2）在地图上标注出每一位乘客的住址（ri，ci）（实际操作可用google earth由经纬度标注出）；
（3）在地图上建立合理的坐标系将乘客住址的经纬度转换成坐标系中的实际坐标；
（4）用半径为d1的圆（聚集度较小）或边长为■d1的矩形（聚集度较大）在坐标系上划分各个区域；
（5）统计出总的区域个数Z和每个区域的住址点数及乘客数M；
（6）计算出每个圆或矩形的中心（此中心为该区域总路程最短的中心或住址点的重心），并将这些点的坐标作为站点的地理位置；
（7）输出：所有的站点位置的坐标及每个站点的人数。
6 路线模型一的算法设计
对于路线一可看做是简化的TSP问题，在图论中有类似像哈密尔顿图以及二次逐次修正法这样解决行遍性问题的一般方法。哈密尔顿图的定义：设G=（V，E）是连通无向图，经过G的每个顶点正好一次的路径称为G的一条哈密尔顿路径，经过G的每个顶点正好一次的圈称为G的哈密尔顿圈或H圈，含H圈的图称为哈密尔顿图或H图。[11]
在推销员问题中经过每个顶点至少一次权最小的闭通路称为最佳推销员回路。一般来说最佳哈密尔顿圈不一定是最佳推销员回路，最佳推销员回路也不一定是最佳哈密尔顿圈。像模型一这样求单车路程最短不适合用求哈密尔顿图的方法，而二次逐次修正法虽然是近似解法却往往能给出满意的结果。但二次逐次修正法的前提是要求所解图必须是完备图，对于车辆站点路线来说很少有满足此要求的路线图。这里我们对于不满足条件的图用替代的方法构造成完备图。即用最短路代替没有相邻的点之间的路径。具体算法如下：
1）标记所有站点（v1v2…vi…vj…vn）并计算出所有连通站点之间的距离，做出站点路线图的带权邻接矩阵W。
2）由邻接矩阵W应用Floyd算法计算出此站点路线图的最短路。
3）任取初始H圈：C0=v1v2…vi…vj…vnv1。
4）由于任取的初始H圈中有些排列相邻的站点之间在实际中并不直接相邻，所以对这些站点之间的权值由（2）中所求最短路代替。
5）对所有i，j，1
6）对C重复步骤⑷直到条件不满足为止，最后求得的C即为最佳H圈。
7）将所求H圈中站点序列从发车站依次记录最终所得站点序列的路径即为模型一的车辆路径。
7 路线模型二的算法设计
模型二是属于多线路的一般性模型，对于此类模型的求解大部分研究者都用了像遗传算法，启发式算法，蚁群算法，动态优化法等算法。本文也不例外采用了启发式算法，因为这个模型本身就比较复杂再由于实际情况的各种变化，很难给出能解出稳定结果的算法。启发式算法虽然不一定能给出准确结果，却能根据实际经验在复杂的环境中给出让人较为满意的结果。其算法过程具有可调节性，在不同条件下很容易根据实际情况调整，使其更切合实际。具体算法如下：
1）输入：最长路线与最短路线的差值的极限值d2，客车容量C，各个站点的坐标位置和各站点人数。
2）为使成本最小并简化问题取车辆数L=■+1。
3）由Floyd算法根据个站点路线图计算出最短路。
4）在最短路中取距终点最远的L个站点，根据距终点的距离由大到小分别计为线路S1S2…SL的起始站点。
5）从S1开始按最短路到终点确定第一条路线，依次确定L条路线。
6）调整从S2到SL的L-1条路线，调整的原则为：①将未在路线中的站点调整至路线中；②站点调整时只将此站点纳入据此站点最近的路线中；③调整过程中路线以走最短路为优先原则。若所有未在路线上的站点均调整在了路线中则转（7）。
7）在所有站点均考虑的前提下，计算出每条路线的路程分别计为S1到SL的实际值，若max（Si-Sj）>d2则转至（6）重新调整路线直至max（Si-Sj）≤d2 则转至（8）。
8）计算每条路线上总乘客数，有多条路线经过同一站点时只将此站点计算至其中一条路线。若Yi>C则将Si中Yi-C个乘客交换到其他路线（以有重合站点的一对路线为优先原则进行交换）。直至对所有路线均有Yi≤C。
9）输出：S1至SL中L条路线的站点路线以及每条路线所包含的站点，每个站点的上车人数在不同路线的分配。
【参考文献】
[1]Dantzig， Ramser. The truck dispatching Problem， MgtSci[M]. 1959， 6： 81-85.
[2]Balinski M， Quand R. On an integer program for a delivery problem[J].Operations Research， 1962，12： 300-304.
[3]Eilon S， Watson-Gandy C DT， Christofides N. distribution management：mathematical modeling and practical analysis [M].London： Griffin， 1971.
[4]Gendreau M， Hertz A， LaporteG A. tabu search heuristic for the vehicle routingproblem[M]. Montreal： Publication#777， Centre de recherchesur lestranspors， 1991.
[5]M.L.Fisher.Vehicle Routing Handbooks in Operations Research & Management Science. Vol8， 1995[S].
[6]金燕波.校车路径优化问题研究[D].吉林大学，2006.
[7]郭耀煌.安排城市卡车行车路线的一种新算法[J].统工程学报，1989，4（2）70-78.
[8]姜大立，等.车辆路径问题的遗传算法研究[J].系统工程理论与实践，1999（6）：40-45.
[9]李嘉，等.一类特殊车辆路径问题（VRP）[J].东北大学学报：自然科学版，2001，22（3）：245-248.
篇2
【关键词】 集成电路 超低功耗 技术研究
集成电路在不断的发展过程中，其所具备的信息处理能力越来越高，然而集成电路板的功耗也在不断增大，这就使得电子设备设计者在性能和功耗的选择过程中往往只能进行折中选择，这些都制约了电子元件的纳米化发展，制约了集成电路的超大规模发展。这种愤怒格式的超低功耗技术只是通过对技术的制约来实现低功耗，因此超低功耗技术成为了一种制约集成电路发展的技术难题。
一、现有的集成电路的超低功耗可测性技术
在集成电路的发展进程中，超低功耗集成电路的实现是一项综合工程，需要在材料、电路构造及系统的功耗之间进行选择。可测性技术所测试出的数据影响制约着集成电路的发展。但随着集成电路在不断发展过程中趋于形成超大规模集成电路结构，这就导致在现有的测试技术中，超大规模的集成电路板容易过热而导致电路板损坏。现有的超低功耗可测性技术并不能满足对现有芯片的测试，并不能有效地通过对日益复杂的集成电路进行测试，因此在对超低功耗集成电路技术进行研究的同时，还要把握现有的集成电路的超低功耗的可测性技术不断革新，以摆脱现有测试技术对集成电路板发展的制约。
二、超低功耗集成电路研究发展方向
2.1 现有的超低功耗集成电路技术
在实际的操作过程，超低功耗集成电路是一项难以实现的综合性较强的工程，需要考虑到集成电路的材料耗能与散热，还要考虑到系统之间的耗能，却是往往在性能和功耗之间进行折中的选择。现有的超低功耗集成电路大多是基于CMOS硅基芯片技术，为了实现集成电路的耗能减少，CMOS技术是通过在在整体系统的实现设计，对结构分布进行优化设计、通过对程序管理减少不必要的功耗，通过简化合理地电路结构对CMOS器材、结构空间、工艺技术间进行立体的综合优化折中。在实际的应用工程中，通过多核技术等结构的应用，达到降低电路集成的耗能，但是睡着电子原件的不断更新换代，使得现有的技术并不能达到性价比最优的创收。
2.2 高新技术在超低功耗集成电路中的应用
随着电子元件的不断向纳米尺度发展，集成电路板的性能得到了质的飞跃，但是集成电路芯片的耗能也变得日益夸张，因此在集成电路板的底层的逻辑存储器件及相关专利技术、芯片内部的局域之间的相互联通和芯片间整体联汇。通过有效的超低功耗的设计方法学理论，进行合理的热分布模型模拟预测，计算所收集的数据信息，这种操作流程成为超低耗解决方案中的不可或缺的部分。
现在的主要的超低功耗技术有，在集成电路的工作期间采用尽可能低的工作电压，其中芯片的核电压为0.85V，缓存电压0.9V。通过电压的有效控制能够减少电路集成技术所运行期间所造成的热量散发，从而导致芯片过热。对非工作核的实行休眠的栅控功耗技术，减少芯片的运作所需要承受的功。通过动态供电及频率技术对集成电路芯片进行有效的控制节能。为了实现超低功耗集成电路，需要从器材的合理结构、对电路元件材料的选择、空间上的合理分配等多个层次进行努力。通过有效地手段减少芯片在运作过程中所存在的电力损耗，从而降电能功耗在电路总功耗中所占的比例，这样能够将集成电路板的耗能有效地控制。利用高新材料形成有效的多阀值CMOS/功率门控制技术，对动态阀值进行数据监控，可以有效地减少无用的做功，有效地减少器件泄漏电流。通过对多门学科知识的应用实践及高新材料的实际应用，能够有效地进行减少集成电路的功耗。
篇3
论文摘要：边界扫描技术是一种完整的、标准化的可测性设计方法，它提供了对电路板上元件的功能、互连等进行测试的一种统一方案，极大地提高了系统测试的效率。该文详细介绍了边界扫描测试的原理、结构，讨论了边界扫描测试技术的应用。
集成电路的发展，特别是VLSI的出现和表面安装工艺（SMT）的使用，使复杂的数字系统和A－SIC的测试变得越来越困难。鉴于此，联合测试行动组（JTAG）致力于可测性设计方法——边界扫描技术的标准化工作，并于1990年被IEEE接纳，形成了IEEE 1149.1“测试存取口及边界扫描设计”标准。JTAG标准通过边界扫描技术使IC各管脚的可控制性和可观察性达到了100％，支持从器件级直至系统级的测试。
1 边界扫描技术的基本原理
边界扫描技术的工作原理是：JTAG测试仪器使用一个四线测试接口，将测试数据以串行方式由TDI输入到边界扫描寄存器中，通过TMS发送测试控制命令，经TAP控制器控制边界扫描单元完成测试数据的加载和响应数据的采集。最后，测试响应数据以串行扫描方式由TDO送出到JTAG测试仪器。JTAG测试仪器将捕获到的响应数据与期望的响应进行比较，如果数据一致，则说明无故障存在。
边界扫描测试总线由四个（另有一个TRST＊为可选）专用引脚组成：测试数据输入（TestData In，TDI）、测试数据输出（TestData Ou，t TDO）、测试模式选择（TestMode Selec，t TMS）和测试时钟（TestClock，TCK）。主要完成测试矢量输入、测试相应输出和测试控制。器件内边界扫描结构主要由测试存取口（TestAccessPor，t TAP）、TAP控制器（TAPController）、指令寄存器（Instruction Register，IR）和测试数据寄存器（DataRegister，DR）等组成。
边界扫描测试的所有操作都是经由测试访问端口，在TAP控制器的统一管辖之下实现的。TAP控制器是一个16位有限状态机，在TCK的上升沿时刻，TAP控制器利用TMS管脚的控制信号控制IC中的边界扫描单元进行状态转换、测试数据的加载和测试响应数据的采集。测试指令和数据通过TDI输入到测试逻辑，从TDI送入的数据在一定的周期（由指令或是测试数据寄存器决定）后将输出至TDO。简而言之，TAP提供了将指令／数据位流（bit stream）移位进入，或者移位出核心逻辑的机制。当其为指令位流时，用来选择测试逻辑的哪个寄存器为有效。当其为测试数据位流时，用来传送适当的激励／响应到测试逻辑的当前有效组件中。
2 边界扫描测试方法
应用边界扫描技术，可实现器件间互连通路测试、器件和电路板的静态功能测试和器件自测试。不同的测试在不同的工作方式下进行。这些工作方式可以通过加载相应指令到指令寄存器来选择。
2.1 内测试（IN TEST）
内测试测试IC本身的逻辑功能，即测试电路板上集成电路芯片的内部故障。测试向量由TDI输入，并通过扫描路径移位将测试向量施加到芯片的核心逻辑输入端，边界扫描寄存器的输出单元捕获核心逻辑的输出值即响应向量，根据输入向量和输出响应，就可以对电路板上各芯片的内部工作状态做出测试分析。
在进行内测试时，通过边界扫描测试总线发送自测试 “RUNBIST”命令，将芯片配置为自测试模式，自动完成测试矢量加载和测试响应分析，并通过边界扫描测试总线输出测试结果。
2.2 外测试方式（EXTEST）
外测试用于检测各集成电路间连线以及板级互连故障，包括短路故障和断路故障。此时边界扫描寄存器把IC的内部逻辑与被测板上其他元件隔离开来。
器件间的互连通路测试是边界扫描技术的基本测试类型之一。基本方法为：从互连网络一端的边界扫描单元加载输入值，发出外部测试“EXTEST”命令，然后通过互连网络另一端的边界扫描单元读出响应值，根据输入输出结果即可判断是否存在互连通路上的故障。
在电路板的测试中出现最频繁的是断路和短路故障，传统的逐点检查的方法既麻烦又费时，而通过边界扫描技术的外部测试方式，把从TDO端输出的边界扫描寄存器的串行信号与正确的信号相比较，就可以方便有效地诊断出电路板引线及芯片引脚间的断路和短路故障。这是边界扫描技术一个非常显著的优点。
2.3 采样测试方式（SAMPLE／RELOAD）
采样测试方式用于对一个正在运行的系统进行实时监控。当集成电路芯片处于正常工作状态下，将其数据采样下来，经扫描路径送出来检查系统的性能。
采样测试在捕捉阶段从输入端并行输入引脚的数据，为外测试做准备。输入单元移出器件标识（ID Code）：选择旁路寄存器，使数据在电路芯片间快速移位，可以观察IC正常工作时输入、输出引脚的数据流。
此外还有多种测试指令，他们的存在和不断扩充，使边界扫描技术的应用得以拓展和延伸，为集成电路的测试提供有效方法。
3 边界扫描链路的实现
3.1 扫描器件的设置
电路板进行设计时，首先要进行测试性的优化设计，主要有基于贪婪策略的次优算法和基于色数理论的优化算法，对电路板上的器件及引脚进行优化，目的就是设置最少的测试点获得最大测试覆盖面。根据文献中的算法，对故障信息处理计算机电路的分析设置的测试点主要包括数据和地址总线、片选信号、DSP的读写信号等进行设置边界扫描点。
设计扫描电路时主要有扫描器件直接替换和扫描结构置入两个途径。如果电路中的器件存在同功能的边界扫描器件，则采用器件直接替换；对不存在同功能的边界扫描器件的元器件则采用扫描结构置入法来实现扫描测试。故障信息处理计算机电路中的FPGA、CPLD就直接支持边界扫描功能；开关量模块中的缓存器都存在同功能的扫描器件。其他测试点采用扫描结构置入法实现边界扫描。首先进行简单的缓冲器、收发器、驱动器扫描器件的测试，最后进行FPGA、CPLD的扫描。
3.2 边界扫描控制
整个系统的边界扫描控制程序存储在故障信息处理计算机中的，由计算机来协调实施整个测试过程，边界扫描控制器接口可以在FPGA中实现，并负责向其他的电路板发送测试数据，完成分系统的边界扫描测试。选用Alter公司的Cyclone系列FPGA芯片，型号是EP1C12F256C6。边界扫描测试结果经过边界扫描控制器传回DSP进行处理。FPGA中应用的是NIOSⅡ处理器单元，程序并用VHDL语言编写。
4 结束语
边界扫描技术提供了从元器件到板级直至系统级的完整测试保障方案，已经成为可测性设计的关键技术。随着边界扫描技术的发展和支持边界扫描的芯片增加，在整个板级利用边界扫描技术进行可测性设计成为一种必然趋势。JTAG不仅能测试集成电路芯片的输入／输出管脚的状态，而且能够测试芯片内部工作情况以及直至引线极的断路和短路故障。对芯片管脚的测试可以提供100％的故障覆盖率，且能实现高精度的故障定位。因此将边界扫描技术广泛应用于军用电子设备的设计和研制当中，对降低军事装备系统的测试成本以及提高部队战斗力都具有重要的意义。本文结合一个具体的故障信息处理系统，给出了边界扫描技术在该系统中的设计应用，经过仿真验证、硬件测试，达到了系统设计的功能及指标要求。因此，故障信息处理与边界扫描技术结合，能够快速完成多种电路的测试与诊断，具有广阔的应用前景。
参考文献：
[1] 王孜，刘洪民，馨.边界扫描测试技术[J].半导体技术，2002(9).
[2] 赵，杨日杰，崔坤林，等.边界扫描测试技术的原理及其应用[J]. 现代电子技术，2005(11).
[3] 马少霞，孟晓风，钟波.基于边界扫描技术的测试系统设计[J].电子技术应用，2006(1).
[4] 俞梁英.边界扫描在PCB测试中的应用[J].山东轻工业学院学报(自然科学版)，2007(3).
[5] 徐建洁，李岳，胡政.边界扫描测试系统软件设计与实现[J].计算机测量与控制，2006(7).
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[7] 杨虹，徐超强，侯华敏.基于边界扫描技术的集成电路可测性设计[J].重庆邮电学院学报(自然科学版)，2006(6).
[8] 陈晓梅，孟晓风，钟波，等.边界扫描技术的优化设计[J].电子测量技术，2006，(3).
篇4
关键词：电动汽车；电池管理系统；电磁兼容；电磁干扰
中图分类号：TM33文献标文献标志码：A文献标DOI：10.3969/j.issn.2095-1469.2012.06.04
电池管理系统（Battery Management System，BMS）对动力电池的电压、电流和温度进行检测，估算荷电状态（State of Charge，SOC），并对动力电池提供有效保护，是电动汽车重要的电控单元，但是BMS所处的电动汽车整车电磁环境异常复杂。由驱动电机、电机控制器（通常包括PWM 型DC/AC逆变和AC/DC整流电路）和DC/DC直流变换器等组成的整车动力系统工作电压/电流高、功率大、开关频率高，形成较强的电磁干扰[1-2]，它不仅制约着电动汽车整车电磁兼容的法规通过率，还会影响车内BMS等敏感电器系统的正常工作，对整车的安全可靠运行造成威胁。因此，对电动汽车整车及专用器件的电磁兼容性技术进行研究[3-6]，具有重要的理论意义和工程价值。
结合长安公司中度混合电动汽车平台中某型电动车在调试过程中，出现的BMS受电磁干扰，导致采集的动力电池电压/电流出现错误的实际问题，笔者研究了电动汽车内部主要电磁骚扰源及对BMS耦合干扰的机理，并通过BMS的有效电磁兼容性设计，重点提升了BMS的抗电磁干扰性能。台架试验和整车验证结果表明，经EMC优化设计后的BMS能满足电动汽车复杂电磁环境的使用要求。
1 车内电磁环境及对BMS耦合机理
1.1 车内电磁环境分析
长安公司某型中度混合电动汽车动力系统布置如图1所示。整车动力系统由额定电压为144?V的镍氢动力电池及BMS、电机控制器（IPU）、直流变换器（DC/DC）及额定功率为13?kW的ISG电机与1.6?L汽油发动机并联组成。
1.1.1 低压电器系统的干扰
首先，电动汽车中12?V低压电器系统中的各种开关、继电器和直流电机等电感性部件在通断过程中会在电路中形成很高的瞬变电压，持续时间约为1?ms，最大幅值可超过-100?V。瞬变电压的主要耦合方式为传导耦合，通过共用的电源耦合进车内其它电子系统中。再则，车身控制器、空调控制器和DVD等部件的主芯片、时钟电路、触发电路、数据线和信号线等部分在工作过程中，会形成频段覆盖150?kHz～2.5?GHz的电磁干扰。最后，有刷直流电机、机械式电喇叭和点火系统等工作过程中产生的电火花，能形成频谱很宽的辐射噪声。
1.1.2 高压动力系统的干扰
动力系统工作过程中，电机控制器IPU、直流变换器的开关器件IGBT和功率二级管工作在高速开关状态，形成很高的du/dt和di/dt，导致较强的电磁干扰，并以传导和辐射的形式影响BMS的正常工作。
1.2 对BMS耦合干扰机理
BMS及其硬件电路结构如图2所示。电路主要由电源模块、传感器模块、保护模块、MCU模块和通讯模块等部分组成。
由于BMS采用金属铝质外壳，车内电磁干扰对BMS的耦合有两种主要途径：车内的低频瞬态和各种干扰直接通过BMS的电源线以共模或差模干扰的形式耦合进BMS，而车内的各种辐射干扰场把能量耦合在BMS的连接线束上，形成共模干扰电流耦合进BMS。
2 BMS的抗电磁干扰技术
针对上述BMS外部的电磁干扰源和耦合机理可在BMS的电路原理设计、印刷电路板设计和结构设计等方面采取针对性的EMC设计方法[7]。重点对电源电路、敏感小信号采集电路、接口电路、PCB元器件布局和布线，并结合PCB的EMC仿真分析和软件滤波技术，使BMS具有较好的抗电磁干扰性能。
2.1 BMS电路原理的EMC设计
2.1.1 供电电源电路
由于BMS的电源线与12 V蓄电池和DC/DC低压输出端、电机控制器低压电源端并联，并与车用其它电器设备共用电源系统，DC/DC和其它用电设备产生的各种低频瞬态和高频干扰、共模干扰可通过电源耦合进BMS。为此设计如图3（a）所示电源输入电路，采用编号为V1的TVS抑制电源输入中的瞬态干扰并提供ESD防护能力，采用编号为L1和L2 的大电流磁珠抑制电源输入中的高频干扰，同时也抑制BMS内部向外发射高频干扰。通过编号为L3、C1、C8、C2和C7构成的共模滤波器滤除电源输入中的共模噪声和谐波干扰。通过L1、C6、C4、C5和C3组成的LC滤波电路滤除电源输入中的差模干扰。
BMS板内的另外一个重要电源是+5 V的主工作电源，如图3（b）所示。该电源工作的稳定性及抗干扰性能直接影响到系统的信号采集准确度及稳定性。该电源抗干扰的重要措施是由L1、C4、C5组成的LC π型差模滤波电路，滤除电源线上的差模干扰，同时对板内可能传导到外部的差模干扰亦能起到有效的抑制作用。
模拟电源电路主要为BMS的模拟采集运放电路提供稳定的双电源，如图3（c）所示。
由TS1和IC1构成具有正负输出电压的单端反激型开关稳压电路。对该电路工作频率的选取较为关键，工作基频需要避开传导及辐射抗扰度等测试较敏感的频率段。
2.1.2 关键敏感信号采集电路
BMS内部的关键信号是动力电池的工作电流信号，该信号的采集用于动力电池的安时容量积分算法，计算动力电池的SOC。该信号是mV级的弱信号，由精密锰铜合金电阻Shunt作为传感器,因信号幅度小，极易受到干扰，造成采集电流不准的问题。为此，在BMS的输入端口处采用共模抑制电感和电容对采集的信号进行了共模滤波处理，如图4所示。
2.1.3 接插口电路
BMS的每个引脚采用串联磁珠和并联去耦电容的标准设计，以滤除外部高频干扰的传导耦合。磁珠和电容的选择既要考虑能有效滤除高频干扰，又要考虑到引脚信号的电平变化速度，及需要通过电流的大小。电容的等效阻抗可以表示如式（1），其中RS为等效串联电阻，L为等效串联电感，C为电容。
．
由式（1）可以看出，要取得较好的滤波效果，需要综合考虑电容的容值大小、封装形式及寄生参数等的影响，针对每个信号引脚，选用不同的磁珠和旁路电容。
2.2 印刷电路板的EMC设计
2.2.1 元器件布局
BMS印刷电路板的布局和布线，对BMS的电磁兼容性及产品的可靠性等有重要影响。布局和布线是密不可分的，PCB设计中的布局是决定布线好坏的先决条件。布局技术主要考虑以下要点。
（1）PCB尺寸大小和形状。PCB的形状设计为矩形，长宽比3∶2左右，根据元器件布局和布线要求计算合理的PCB尺寸大小。
（2）使用相同电源的元器件集中布置在一起，以便电源分割。根据电路的功能单元，划分为数字、模拟和地区域。对元器件按功能集中布置，各功能模块分开，使相互间的干扰耦合最小，同时与电源配置的地脚也必须匹配。
（3）尽量缩短各元器件之间的引线和连接，特别是高频元器件间的连线。去耦电容尽量靠近芯片的电源脚，晶振离MCU的距离不超过2?cm，周围用地线包围，并将晶振外壳接地。BMS外部输入的信号滤波电路布置在信号引脚处。功率驱动电路靠近接线端子，布置在PCB板边上，所有元器件距离PCB的边缘大于3 mm。
2.2.2 布线设计
BMS采用4层电路板，中间两层分别为电源层和接地层，顶层和底层为信号层。电源层分为5?V数字电路电源、12?V和15?V模拟电源。按功能将接地层分隔开，为模拟电路、数字电路和大电流功率输出电路设计单独的地。布线时综合考虑了以下几方面。
（1）相邻导线间的串扰。SPI信号和晶振信号与低频信号不混合布线，数字信号与模拟信号分开布线，顶层与底层信号布线转角走圆弧状，避免平行走线，相邻层的布线相互垂直。
（2）减小关键信号线的走线长度和回路面积。使电路中电流环路保持最小，信号线和回线尽可能靠近。使用较大的地平面以减小地线阻抗。
（3）选择合理的导线宽度，并避免布线不连续。对于数字电路，可选0.2～0.3?mm导线宽度，电源线和地线应尽量加宽，以减小寄生电感，地线＞电源＞信号线。电源线为1.2～2.5?mm。
图5中给出了BMS在进行EMC优化布局前后，PCB元器件的布局和关键信号的流向图。经优化后元器件的布局更为合理，电源布局更为紧凑，并消除了数字电源和模拟电源之间的电源交叉问题。优化后易受干扰的总电流信号走线长度由58.48?mm（2?302.49 mil）减小到15.83?mm（623.35?mil），使BMS系统的抗电磁干扰能力大幅增强。
2.2.3 PCB仿真设计
为了更好地优化BMS的电磁兼容性能，应用EMC仿真软件对BMS板极的EMC问题进行了建模仿真，以减少PCB上的各种辐射能量，并降低电源地平面谐振和电路回流路径阻抗。
图6中给出了应用EMC仿真软件对BMS地谐振问题进行优化前后的对比图。通过仿真分析和优化，地谐振幅度减小了10?dB以上，有效提升了BMS的电磁兼容性能。
2.3 结构及其它EMC设计
BMS外壳采用铝质外壳，PCB的外边四周采用覆铜设计，并良好接地。在整车上采用如图7所示的安装和接地设计，获得了较好的电磁屏蔽效果，提升了BMS的电磁兼容性能。
2.4 软件滤波技术
除了采用上述的硬件EMC设计措施外，BMS还采用了一阶滞后滤波等常用软件滤波方法，解决了瞬间脉冲干扰、随即干扰和周期性干扰导致的数据采集异常等问题。
一阶滞后滤波传递函数及滤波平滑系数基于RC一阶低通滤波器的特性进行推导。RC电路的传递函数为
．
将式（2）写成差分方程，经整理得
，
式中：X(k)为第k次采样值；Y(k-1)为第k-1次滤波输出值；Y(k)为第k次滤波输出值；为滤波平滑系数。
对式（3）两端同时取自然对数有
，
式中：T为采样周期。
由、及式（4）得到软件滤波平滑系数为
．
已知截止频率f0，可通过式（5）即确定出滤波平滑系数。
长安公司中度混合电动车所用镍氢H45型BMS系统信号采集周期T=10 ms，截止频率f0=5 Hz，可得平滑系数=0.062?5，时间常数τ=160 ms。其阶跃响应曲线如图8所示，从中可以看到，经滤波后的信号与真实信号间有一定的延时，但完全能满足BMS系统对实时性的要求。
图9中给出了BMS有无软件滤波时，实车采集的总电压信号。
从图9可知，经滤波后的BMS采集的总电压信号更为平稳。说明软件滤波能有效消除BMS采集数据过程中的瞬间脉冲干扰、随机干扰，使信号更平滑，解决了由于受到外部电磁干扰导致的瞬间数据异常问题。
3 试验验证
按上述EMC方法设计的BMS，具有较好的电磁干扰发射和抗电磁干扰能力。根据车内电磁干扰对BMS耦合干扰的机理，及对BMS采集电压/电流出现错误实际问题的分析，重点参照《ISO 11452-4 Road Vehicles-Component Test Methods for Electrical Disturbances from Narrowband Radiated Electromagnetic Energy》标准，第4部分：Bulk Current Injection（BCI）的测试方法[8]对BMS的抗电磁干扰能力进行了试验验证，共模电流大小为100?mA，试验频率范围为20～400?MHz。试验布置照片如图10所示。
表1中给出了在抗大电流注入测试过程中，经EMC优化设计前后，BMS采集的动力电池总电压、总电流和模块电压的最大偏差对比。
经优化后，BMS采集偏差大幅减小，达到设计要求。装有该BMS的4辆混合动力电动汽车分别在江西南昌示范运行了76?000?km、99 576?km、701?560?km和61?888 km，均未出现动力电池参数采集错误的问题，说明经EMC优化设计后的BMS能满足电动汽车复杂电磁环境的使用要求。
篇5
1.1初级阶段
大约在二十世纪的七十年代，早期的EDA技术处于CAD阶段，出现了小规模的集成电路，由于传统手工在制图设计中的集成电路和集成电路板的花费大、效率低、周期长，借助于计算机技术的设计印刷，采取了CAD工具实现布图布线的二维平面编辑和分析，取代了高重复性的传统工艺。
1.2发展阶段
到了二十世纪八十年代，EDA技术进入了发展完善的阶段。集成电路的规模逐渐扩大，电子系统日益复杂化，人们深入研究软件开发，将CAD集成为系统，加强了电路的机构设计和功能设计，这一时期的EDA技术已经开始延伸到半导体芯片设计的领域。
1.3成熟阶段
经过了长期的发展，直至二十世纪九十年代，微电子技术的发展突飞猛进，单个芯片的集成就能够达到几百万或是几千万甚至上亿的晶体管，这种科技现状对EDA技术提出更高的要求，推动了EDA技术的发展。各类技术公司陆续开发出大规模EDA软件系统，出现了系统级仿真、高级语言描述和综合技术的EDA技术。
2EDA技术软件
2.1EWB软件
所谓EWB是一种基于PC的电子设计软件，具备了集成化工具、仿真器、原理图输入、分析、设计文件夹、接口等六大特点。
2.2PROTEL软件
该技术软件广泛应用了Prote199，主要由电路原理图的设计系统和印刷电路板的设计系统两大部分组成。高层次的设计技术在近年的国际EDA技术领域开发、研究、应用中成为热门课题，并且迅速发展，成果显著。该领域主要包括了硬件语言描述、高层次模拟、高层次的综合技术等，伴随着科技水平的提升，EDA技术也必然会朝向更高层次的自动化设计技术不断发展。
3EDA在电子工程设计中的应用技术流程
近年来的EDA技术深入到了各个领域，包括了通信、医药、化工、生物、航空航天等等，但是在电子工程设计的领域中应用的最为突出，主要利用了EDA技术为虚拟仪器的测试产品提供了技术支持。EDA技术在电子工程设计的领域中，主要应用于了电路设计仿真分析、电路特性优化设计等方面。主要的技术流程如下：
3.1源程序
通常情况下，电子工程设计首要的步骤就是通过EDA技术领域中的器件软件，利用了文本或者是图形编辑器的方式来进行展示。不管是图形编辑器或者是文本编辑器的使用，都需要应用EDA工具进行排错和编译的工作，文件能够实现格式的转化，为逻辑综合分析提供了准备工作。只要输入了源程序，就能够实现仿真器的仿真。
3.2逻辑综合
在源程序中应用了实现了VHDL的格式转化之后，就进入了逻辑综合分析的环节。运用综合器就能够将电路设计过程中使用的高级指令转换成层次较低的设计语言，这就是逻辑综合。通过逻辑综合的过程，这可以看作是电子设计的目标优化过程，将文件输入仿真器，实施仿真操作，保持功效和结果的一致性。
3.3时序仿真
在实现了逻辑综合透配之后，就可以进行时序仿真的环节了，所谓的时序仿真指的就是将基于布线器和适配器出现的VHDL文件运用适当的手段传达到仿真器中，开始部分仿真。VHDL仿真器考虑到了器件特性，所以适配后的时序仿真结果较为精确。
3.4仿真分析
在确定了电子工程设计方案之后，利用系统仿真或者是结构模拟的方法进行方案的合理性和可行性研究分析。利用EDA技术实现系统环节的函数传递，选取相关的数学模型进行仿真分析。这一系统的仿真技术同样可以运用到其他非电子工程专业设计的工作中，能够应用到方案构思和理论验证等方面。
4结束语
篇6
关键词：国产发射机 ARM7单片机 控制系统 通信任务 软件设计
中图分类号：TP391 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2016）02（a）-0030-03
DF500A型国产500 kW短波发射机是由北京北广科技股份有限公司研制生产的，整机由射频系统、调制器系统、电源系统、控制系统、冷却系统组成。控制系统主要由四部分构成：上位机人机交互自动控制系统，逻辑控制系统，调谐控制系统，灯丝控制系统。自动控制系统作为发射机的标准配置，采用了CPCD+ARM+工业控制计算机等技术开台同步自主开发，其中由ARM单片机作为核心处理器的自动控制系统是现今比较流行，使用最广泛也是最先进的嵌入式系统，嵌入式系统具有运算处理能力强，与PC通信方便、成本低，针对应用优化设计、用户使用方便等方面的优势。DF500A型500 kW发射机按照行业自动化技术规范的要求开发出来的自动控制系统完全实现了发射机自动开关机，自动调谐，故障诊断，网络管理，远程监控等诸多功能。
1 基于ARM7单片机的发射机自动控制系统总体结构设计及功能说明
1.1 发射机自动控制系统总体结构设计介绍
DF500A型国产500 kW短波发射机的核心控制系统主要由ARM7单片机系列的芯片LPC2388为核心处理器组成的。LPC2388芯片是Philis公司生产的基于实时仿真的32位ARM7TDMI-S微处理器，适用于为了各种需要而进行通讯的应用。它包含了4个UART、1个SPI、2个同步串行端口（SSP）、3个I2C接口、2路CAN通道、1个I2S接口、10/100Ethernet MAC、USB2.0等接口并支持OTG等功能。LPC2388具有高达512 K的Flash存储器和96K的SRAM。Flash在ARM的局部总线上，能够进行高性能的CPU访问：有两个AHB系统，可以同步进行Ethernet DMA、USB DMA和片内Flash执行程序；先进的中断向量控制器，可以支持多大32个中断，还具有通用定时器、RTC、看门狗等功能模块。LPC2388的工作电压一般3.0～3.6 V，有空闲、睡眠、掉电和深度掉电等四个低功耗模式；内部有4 MHz的RC振荡器，还选择作为系统时钟，片内PLL可使系统时钟最高工作在72 MHz；封装在LQFP144。以上这些特点使它非常适合工业控制等领域。
DF500A型国产500 kW短波发射机的自动控制系统硬件架构主要包括通信控制板（ARM1）、调谐控制板（ARM2）、逻辑控制器、上位机组成，整机的自动控制系统架构如图1所示。
ARM1通信控制板主要功能是负责与上位机、ARM2、CPLD进行通信，协调控制发射机开关机、调谐以及状态信息、报警信息的及时上传。ARM2调谐控制板主要是负责调谐，接收ARM1发送的调谐命令，上传通过A/D转换获取的状态信息，以及通过D/A接口控制发射机进行调谐；同时，ARM2可通过显示器及键盘实现手动微调马达。
1.2 发射机自动控制系统控制板功能说明
1.2.1母板
母板负责链接ADC模/数转换板、DAC数/模转换板、通信控制板ARM1、调谐控制板ARM2和通信接口板，进行各个电路板之间信号的链接和转换。
1.2.2ADC模/数转换板
ADC电路板行主要由两个多路选择开关（ADG40）和一个AD转换芯片（AD7233）及其电路组成，并且整个控制系统的电源（+24V）从该板输入。功能是把十三路马达位置数据和各种表值数据的模拟数据转换成数字量送给调谐板ARM2。
1.2.3DAC数/模转换板
DAC电路板主要由两个DA转换芯片（AD7839）及其电路组成。功能是把调谐控制板AMR2传送过来的13路马达控制信号由数字量转换成模拟量去控制13路电机，并且激励器的控制从该板输出。
1.2.4通信接口板
通信接口板功能是负责控制板和设备的接口，光耦隔离进行电平转换，驱动设备。X2是逻辑控制的接口，X6是波段控制的接口。
1.2.5通信控制板ARM1
通信控制板ARM1主要由ARM7芯片LPC2388和iPort模块组成，主要负责与上位机通信、调谐控制板ARM2通信和一些逻辑控制功能。通信控制板ARM1实现的逻辑功能有关机、黑灯丝、红灯丝、高压合、高压断、复位、快速灯丝、封锁音周、封锁PSM指令。
1.2.6调谐控制板ARM2
调谐控制板ARM2主要由ARM7芯片LPC2388和液晶显示模块组成，主要是负责调谐控制、与逻辑控制器通信、与通信控制板ARM1通信、液晶显示、指示灯和一些逻辑控制功能。调谐控制板ARM2实现的逻辑功能有高功率、低功率、升功率、降功率和启动调谐。
1.2.7逻辑控制器
逻辑控制器主要采用两片EPM7512EAQI208作为核心处理器（一片负责所有的逻辑控制，一片负责与上位机通信），输入接口电路、输出接口电路、状态指示灯电路作为外部接口电路。它主要完成如下三方面的功能：一、实时采样。控制器系统实时采样一百多路发射机风路、水路、灯丝、高压、马达等各个节点的状态量，并通过RS232串行通信方式上传至上位机。二、故障处理。控制器系统通过采样到的状态量分析发射机的运行状况，并采取相应保护措施。三、控制命令处理。操作人员可以通过上位机控制或手动按键控制实现整个发射机的过程控制
2 ARM7单片机的发射机自动控制系统软件设计思想
2.1 通信控制板ARM1的软件设计介绍
单片机ARM1主要负责与上位机通信，它的通信任务包括：接收上位机发送的控制命令；上传ARM2及CPLD的状态信息；上传命令执行过程中的日志信息。单片机ARM1与上位机的通信采用UART3串行接口模块实现。
通信控制板ARM1设计思想如下。
（1）LED指示工作状态，1Hz频率闪烁。
（2）为每个通讯设计一个单独任务，用于上发和下传指令。
（3）关机、开机、调谐三个独立的任务用于实现控制逻辑。
（4）扫描运行图任务，根据本地运行图自动触发运行时间，给调谐任务发送信号量。
（5）上传状态信息任务，该任务每隔2 s向PC端发送最新的CPLD状态信息和ARM2读取的状态信息。
篇7
关键字： ADS； 平行耦合微带线； 带通滤波器； [S]参数
中图分类号： TN713?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）23?0078?03
Design simulation and measurement of the parallel coupled microstrip bandpass filter
XU Cong， TANG Xing
（Wuhan Research Institute of Posts and Telecommunications， Wuhan 430070， China）
Abstract： With the aid of ADS （Advanced Design System）， a parallel coupled microstrip bandpass filter is designed， which can be applied in ODU of digital microwave transmission system with 11 GHz frequency band. The centre frequency of the filter is 11 GHz， the bandwidth is 1.5 GHz. The object was tested and the performance of [S] parameter agree well with the results of the simulation optimization and the design indexes.
Keywords： ADS； parallel coupled microstrip； bandpass filter； [S] parameter
0 引 言
近年来，随着无线通信技术的高速发展，微波射频器件得到了越来越多的应用。滤波器是选择有用信号，抑制无用信号的器件，高频滤波器作为微波射频系统中常用的无源器件之一，其性能好坏直接影响整个系统的性能。微带滤波器具有体积小、性能好、成本低等特点，在微波射频电路系统中得到了广泛的应用。
1 基本原理
微带滤波器中最常用的就是耦合微带线滤波器，它由平行的耦合线节相连组成，构成谐振电路。平行耦合微带传输线由两个平行微带传输线紧靠在一起构成，由于两个传输线之间电磁场的相互作用，在两个传输线之间会有功率耦合，使得射频信号通过，阻断低频信号，因此，这种两条平行的微带线就被用来构成带通滤波器单元。
由于单个带通滤波器单元不能提供良好的频率特性，工程应用中经常采用多个耦合线段级联的形式构成带通滤波器。一个典型的微带滤波器结构如图1所示，图2为其等效电路。
图1 典型的微带滤波器结构
图2 滤波器等效电路
2 设计实现
2.1 设计参数
用于11 GHz数字微波传输系统室外单元（ODU）的微带带通滤波器频率已经达到了微波频段，实际仿真及制作起来难度较大，对PCB板材要求也比较高。本文详细介绍了设计微波频段滤波器的方法，最后给出滤波器测试[S]参数与仿真优化结果进行对比。11 GHz滤波器具体设计指标如下：
（1）带内波动1 dB；
（2）对8.8 GHz以下衰减不小于50 dB，对12.6 GHz以上衰减不小于30 dB；
（3）中心频率为11 GHz，10.38 GHz≤3 dB带宽≤11.62 GHz；
（4）输入输出阻抗均为50 Ω。
2.2 仿真设计
不同材料的印刷电路板的介电常数是不同的，从而使计算得到的耦合微带线的参数也不一致。PCB板具体参数如下：基板厚度[H]为20 mil；基板相对介电常数Er为3.66；磁导率Mur为1；金属电导率为1.0E+50；封装高度Hu为（3.9E+34）mil；金属层厚度为0.035 mm。
根据设计指标和归一化频率公式（1），选择[n=4]的3 dB波纹切比雪夫低通原型滤波器，查表可得对应的低通滤波器原型的元件参数为：[g1=3.438 9；g2=][0.748 3；][g3=4.347 1；g4=0.592 0；g5=5.809 5。]
[Ω=ωcωU-ωLωωc-ωcω] （1）
利用低通滤波器原型的元件参数和BW可以确定带通滤波器耦合传输线的奇模和偶模特征阻抗：[ZOi，i+1=ZO1-ZOJi，i+1+ZOJi，i+12] （2）
[ZEi，i+1=ZO1+ZOJi，i+1+ZOJi，i+12] （3）
其中：[J0，1=1ZOπBW2g0g1；Ji，i+1=1ZOπBW2gigi+1；JN，N+1=][1zOπBW2gNgN+1。]
由上面式子计算得到相应的奇模和偶模特征阻抗，见表1。
表1 耦合微带线的奇模、偶模特性阻抗 Ω
[[i]＼&0＼&1＼&2＼&3＼&4＼&[ZOi，i+1]＼&41.230 5＼&45.090 1＼&45.573 1＼&45.090 2＼&41.229 0＼&[ZEi，i+1]＼&63.620 8＼&56.128 4＼&55.390 8＼&56.128 2＼&63.919 5＼&]
再利用ADS自带的LineCalc软件（见图3）可以计算微带线的尺寸，结果见表2。
表2 各节耦合微带线尺寸 mm
[[i]＼&0＼&1＼&2＼&3＼&4＼&[W]＼&0.984 6＼&1.076 9＼&1.083 4＼&1.076 9＼&0.979 1＼&[S]＼&0.238 7＼&0.611 0＼&0.689 6＼&0.611 0＼&0.234 7＼&[L]＼&3.673 2＼&3.632 1＼&3.628 9＼&3.632 1＼&3.674 7＼&]
2.3 原理图仿真结果分析及优化
在ADS中建立好电路，将前面计算得到的[W，S，L]参数输入，进行仿真。其[S]参数扫描曲线图如图4所示，中心频点出现了偏移。一般来说，理论值的仿真结果与实际指标要求差距较大，需要进行优化仿真。
在进行优化仿真时，主要是以滤波器的[S]参数作为优化目标进行优化仿真。[S21（S12）]是传输参数，滤波器通带、阻带的位置以及衰减、起伏全都表现在[S21（S12）]随频率变化曲线的形状上。[S11（S22）]参数是输入、输出端口的反射系数，由它可以换算出输入、输出端的电压驻波比。如果反射系数过大，就会导致反射损耗增大，并且影响系统的前后级匹配，使系统性能下降。使用ADS中的优化控件Optim进行优化，并用Goal控件设置[S]参数的优化目标。其原理图如图5所示。
图3 ADS LineCalc界面
图4 理论计算值仿真曲线
图5 平行耦合微带线带通滤波器仿真原理图
经过数次优化和调整，最后确定的数值为：[W1=]0.75 mm；[W2=]0.841 133 mm；[S1=]0.2 mm；[S2=]0.59 mm；[L1=]3.87 mm；[L2=]3.815 mm。
仿真所得[S]参数曲线如图6所示，从图中可以看出，滤波器在带内插损为0.4 dB，带内波动小于0.5 dB，8.8 GHz处的衰减为42 dB，12.6 GHz处的衰减为22.5 dB，各项参数基本都满足了指标要求。
图6 平行耦合微带线带通滤波器仿真结果
原理图仿真是在完全理想的传输特性下进行的，仿真结果并不能准确地反映实际电路板的最终特性，这就需要考虑干扰、耦合、板材等实际因素的影响。因此，根据微带滤波器原理图还要进一步生成版图，在版图的基础上再进行参数修改，使设计的滤波器参数达到指标要求。由优化后的原理图生成的版图如图7所示。
图7 微带线滤波器版图
版图的仿真是采用矩量法直接对电磁场进行计算，其结果比在原理图中仿真要准确，但是它的计算比较复杂，需要较长的时间，在此作为对原理图设计的验证。所以在版图仿真前要看一下相邻各耦合线节的微带线宽是否相差过大，如果相差过大就会造成原理图和版图仿真有较大的差别，这就需要改变变量初值重新进行优化。
由原理图直接生成的版图仿真指标一般与设计要求有一定差距，所以需要根据版图仿真结果与指标要求的差别来返回原理图中进行相应的参数修改，或者直接在版图中进行参数调整。一般而言，改变W1会影响带内波动大小；改变W2会影响中心频点；改变S1会影响带外衰减；改变S2会影响带内插损；改变L1、L2会影响中心频点。通过不断地调整相应参数，能得到比较好的仿真结果，如图8所示。带内波动及带内插损指标比较好，但是带外抑制指标有一定程度的恶化。
2.4 滤波器测试
将仿真完成后的版图用DXP软件导成电路版图，制成PCB板后，安装到结构件上用网络分析仪对滤波器的各项指标进行测试，测试结果如图9，图10所示。由图可见，实际制成的滤波器带内插损比仿真结果大2 dB左右，带内波动小于0.5 dB，带外衰减与版图仿真结果相差不大。可以应用于11G数字微波传输系统室外单元中。
图8 微带线带通滤波器版图仿真结果
图9 滤波器[S21]参数测试曲线
图10 滤波器[S11]参数测试曲线
3 结 语
本文运用ADS软件辅助设计了一个实际应用于微波系统的平行耦合微带滤波器，详细说明了设计原理和设计方法，从最后的滤波器实物测试结果可以看到，使用ADS辅助设计方法理论计算简单，能有效地提高工程师的效率，并且所设计的滤波器能够满足实际系统的指标要求。
参考文献
[1] 陈艳华，李朝辉，夏玮.ADS应用详解：射频电路设计与仿真[M].北京：人民邮电出版社，2008.
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篇8
【关键词】EDA技术；电子系统设计；自顶向下设计方法
EDA技术是计算机技术与电子设计技术相结合的一门崭新的技术，其涉及面广，融合了电路系统、计算机应用、微电子等多个学科。应用EDA技术，电子系统设计的全过程都可依靠计算机来完成，大大缩短了电子电路设计的周期，提升了设计效率，满足了市场需求。因此，分析EDA技术在电子系统设计中的应用，对于基于EDA技术的电子系统设计的长足发展有着非常重要的现实意义。
一、EDA技术简介
EDA是电子设计自动化（Electronic Design Automation）的英文缩写。EDA技术作为现代电子技术的核心，它以大规模可编程逻辑器件为设计载体，以硬件描述语言HDL为系统逻辑描述的主要表达方式，以计算机、大规模可编程逻辑器件的开发软件及实验开发系统为设计开发工具，对设计文件自动完成逻辑化简、逻辑编译、逻辑分割、逻辑综合、布局布线，以及逻辑优化和仿真测试，直至实现既定的电子系统功能。
二、EDA技术的产生背景与内容
在20世纪后半期，随着计算机和集成电路的迅速发展，专用集成电路设计难度不断提升，电子设计周期日益缩短，电子系统设计面临着严峻的考验。为了解决这一问题，电子设计人员需要新的设计方法和高层次的设计工具，而EDA技术就在这一现实背景下产生了。
EDA技术内容丰富，涉及面广。但从应用的角度出发，应了解和掌握以下四个方面的内容：（1）、硬件描述语言；（2）、大规模可编程逻辑器件的原理、结构及应用；（3）、EDA工具软件的使用；（4）、实验开发系统。在电子系统设计的过程当中，EDA技术的这四个内容依次扮演着表达方式、载体、设计工具、下载及硬件验证工具。
三、在电子系统设计中EDA技术的应用
1、在电子系统设计中面向CPLD/FPGA的EDA设计流程
完整地了解利用EDA技术进行电子系统设计开发的流程对于正确地选择和使用EDA软件，优化设计项目，提高设计效率十分有益。一个完整的EDA设计流程其基本步骤如下：第一，用一定逻辑表达手段将设计表达出来，以进行源程序的编辑和编译；第二，对设计输入做逻辑综合和优化，进而使其生成网表文件；第三，在选定的目标器件中应用适配器件完成逻辑映射操作；第四，用下载电缆或编程器将编程文件载入目标芯片中；最后，要进行硬件仿真和硬件测试，验证所设计的系统是否符合设计要求。同时在设计过程中要进行有关软件仿真，模拟有关设计结果与设计构想是否相符。
2、EDA技术与传统电子设计的比较
（1）传统电子设计的弊端
传统电子系统设计方法都是自底向上进行设计的，手工设计占很大比重。设计过程中首先要确定可用的元器件，然后根据这些器件进行逻辑设计，完成各模块后进行连接，最后形成系统。这种设计方法只是在对电路板进行设计，通过设计电路板把具有固定功能的标准集成电路和元器件规划在一起，从而实现系统功能，它存在很多缺点，比如：只有在设计出样机或生产出芯片后才能进行实测；在设计中，如果某处出现错误，查找和修改十分不便；设计成果的可移植性较差；设计过程中将产生大量文档，不易管理；对于复杂电路的设计、调试十分困难等。
（2）现代EDA技术的优越性
采用EDA技术的现代电子产品与传统电子产品的设计有很大区别。基于EDA技术的设计方法是自顶向下进行的。设计工作从高层开始，采用完全独立于目标器件芯片物理结构的硬件描述语言，对设计系统进行基本功能或行为级的描述和定义，逐层描述，逐层仿真，在确保设计的可行性与正确性的前提下，完成功能确认。
在电子技术飞速发展的今天，采用EDA技术进行电子系统的设计，具有很多优势，比如：采用的“自顶向下”设计方法是一种模块化设计方法，对设计的描述从上到下逐步由粗略到详细，符合常规的逻辑思维习惯；采用完全独立于目标器件的硬件描述语言进行设计，因此设计易于在各种集成电路工艺或可编程器件之间移植；由于高层设计同目标器件无关，在设计最初阶段，设计人员可以不受芯片结构的约束，集中精力对产品进行最适应市场需求的设计，从而避免了传统设计方法中的再设计风险，缩短了产品的上市周期；适合多个设计者同时进行设计等。
四、结语
通过论述EDA技术在电子系统设计中的应用，可以看出，EDA技术“自顶向下”的设计理念，使电子设计工程师开始实现“概念驱动工程”的梦想，简化了繁琐的设计工作，极大地提高了系统设计的效率，能够满足现代电子系统的设计要求。21世纪是EDA技术的发展高速期，相信随着科学技术水平的不断进步，在不久的将来，EDA技术必将突破电子设计范畴，进入其他领域，EDA技术设计应用必将取得更辉煌的成绩。
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篇9
【关键词】投影机；热管理；LED光源；DLP；风扇；散热器；热阻；导热垫
引言
LED投影机是指采用LED光源的投影机，分为便携式投影机和微型投影机以及LED背投等。LED投影机以其便携、时尚、寿命长等特点成为目前投影机的三大发展趋势之一。因此，各投影厂商纷纷推出自己的LED投影产品，力争尽快占领该市场的制高点。但是LED投影机的设计却不是一件易事，相对于传统的投影机而言有着突出的技术难度，其中热管理就是其中之一，而LED投影机热管理的核心则是LED光源。
LED是Light Emitting Diode的缩写，即发光二极管，是温度敏感器件，它的寿命和可靠性严重依赖着LED的结温，在较高的结温下工作将导致产品寿命的缩短——有关资料显示，一般LED结温温度每上升10℃，则它的寿命将缩短一半，而故障率则提高一倍。另外，随着结温的升高，LED的效率将下降。尤其是用作投影机的LED光源，它的输入功率的80%以上都要转化为热量，也就是说如果光输出每提高1，则LED的热耗将有近10倍的提高，在推荐的脉冲驱动电流条件下它的瞬间热流密度可以高达1200W/cm2以上，这正是散热问题成为制约LED投影机亮度提升瓶颈的重要原因。总之，LED的性能将取决于建立在它们周围的热管理系统，一个好的热管理系统将对亮度、寿命和可靠性产生积极的影响。因此，保持LED的工作温度在尽可能低的状态是很重要的，合适的热管理是LED系统设计最重要的方面之一。
任何系统的热设计一般都要考虑到以下五个方面的因素：系统及器件的热耗、系统及器件的热要求、系统工作环境、风量与风阻损失、热阻。其中，前三个因素都可以根据系统或器件的相关技术条件或要求而确定，确定了前三个因素，我们就可以确定系统及器件所需的风量，进一步我们可以计算出每个器件的热阻，因此系统风量风阻的求解（系统风扇的选择）以及热阻的设计便成了系统热设计的核心问题。
一、系统设计要求或目标
1、系统功耗：标准模式约90W，文本模式约120W。
2、风扇长宽尺寸小于50mm。
3、出入风口的最大平均温差小于25℃。
4、LED光源寿命：标准模式下不低于40,000h；高亮模式下不低于20,000h。
5、系统噪音小于30dB。
二、系统风扇选型
1、系统风量计算及风扇初步选型
如图1所示，系统热耗H，入口温度T1，出口温度T2。
则系统散热所需风量可按下面的简化公式计算：
Q=0.05H/T （1）
式中，Q的单位为m3/min，H的单位为W，T的温度为℃。
在标准模式下，按系统最大功耗90W计算，其中约80%转化为热能，即系统热耗H=72W。在这种模式下我们一般希望出入口的平均温差T＜20℃，则根据（1）式计算得到系统所需风量＞0.18m3/min。
在文本模式下，按系统最大功耗120W计算，其中约80%转化为热能，即系统热耗H=96W。这时如果我们要控制出入口的温差T＜25℃，则根据（1）式计算得到系统所需风量＞0.192m3/min。因此，我们风扇选型时必须满足这一最大风量要求。
根据上述计算结果，同时考虑到系统对风扇体积的要求，我们优选Delta的40型风扇或45型风扇——参考Delta风扇规格书。
2、系统压力损失计算
我们按速度头法计算系统的压力损失。下式即为速度头计算公式。
式中，速度头Hv，单位Pa；流体速度V，单位m/s。
我们取系统的入口、风扇、系统最小中心截面、出口四个典型位置分别在风量为0.06m3/min、0.12m3/min、0.18m3/min、0.24m3/min和0.3m3/min的条件下计算速度头损失。由于这种方法为近似计算，为了得到尽可能接近实际的情况，我们将上述位置的压力损失都按一个速度头损失来计算。
其它条件：系统的出入口面积约为0.002m2，系统中心最小有效截面积约为0.00275m2，Delta40型风扇有效通风面积约为0.00075m2，45型风扇的有效通风面积约为0.0011m2。
则按照公式（2），采用40型风扇和45型风扇的系统速度头损失如表1。
3、风扇工作点计算及确认
根据系统所需风量计算结果和系统体积要求，我们初步选择了Delta的40型风扇或45型风扇。另外，考虑系统噪音指标，根据声学理论，风扇的固有噪音最好低于25dB。因此，我们选择40型的AFB0412MB和45型的AFB04512LB做初步的分析计算。表2是这两型风扇的主要性能列表。
根据风扇的P-Q特性（参考Delta风扇规格书）和系统压力损失特性（根据表1可得），我们可以通过作图法求得风扇的工作点。
由图2和图3可见，两款风扇都不能满足系统风量的要求，因此需要将两个风扇并联。两个风扇并联后，系统的阻力损失如表3。
根据表2的数据并结合风扇并联时的P-Q特性，风扇的工作点分别如图4、图5所示。
由图4和图5可见，两个风扇并联后都能很好的满足系统风量和阻力特性的需要，且AFB0412MB并联的效果优于AFB04512LM并联的效果。那么，最终选择可通过系统（热、噪音、结构等因素）的综合评估测试做出。
三、重点器件热设计
1、LED光源的热设计
诚如引言中所述，LED光源是系统热设计的核心。LED光源是半导体光源器件，是温度敏感器件，且LED光源的功耗占系统功耗的70%～80%左右。因此LED光源的热设计便是首要的重点热设计器件。
表4给出了三色PT54光源的部分主要特性[17]。
对LED光源的热设计，我们可以采用型材散热器、水冷或热管等技术。但无论采用那种散热技术，LED的热耗必须最终传导至散热器并与外界进行热量交换，因此LED热设计的核心便是LED的PN结到大气之间的热阻设计。这个热阻可按下式计算。
Rt=T/H （3）
式中，T是器件的目标温度与周围环境温度的差值，H是器件的热耗。
首先计算T。由于参考模式是一个相对较低的模式，而标准模式下的光源寿命要求不低于40,000h，因此参考模式下的热设计最好按25℃的环境条件下60,000h的寿命进行设计。
其次是热耗的计算。由于LED光源要在脉冲条件下工作，因此LED器件的热耗可按一个周期的平均热耗进行计算。即，
H=（电流x电压–光辐射功率）
x占空比 （4）
综上，将表4中的相关数据代入公式（3）和公式（4）得到参考脉冲电气条件下的各色光源总热阻（环境温度25℃，光源寿命按60,000h计算）。（详见表5）
根据热阻最小的原则，我们必须按3.2℃/W的热阻进行单个光源的热设计，即首先对绿色光源进行热设计，设计时不考虑辐射热。
由于在可用的范围内型材散热器的性价比最高，因此我们首先选择型材散热器进行热设计。那么，LED散热模块的热阻主要包含了四个部分，如图6所示。一是LED模块的热阻，这个热阻随着厂家对器件的封装而固定，这个热阻可以从产品的规格书中查得。二是散热器与LED器件之间的接触热阻，这个接触热阻随着接触面粗糙度的减小和接触面积的增大而减小，但是极好的粗糙度表面的加工成本非常高，因此我们就要使用热界面材料以减小接触热阻，如果热界面材料选则恰当，我们就可以在近似计算中忽略接触热阻的影响，而只考虑热界面材料的热阻。三是散热器的热阻，散热器的热阻与散热器的材料、表面积、翅片形式、翅片数量、翅片厚度和翅片间距、以及流过散热器的风量等因素有关，是一个复杂的多变量求解问题。四是散热器到环境的热阻。则总热阻RT=RLED+RPad+RHS+Ra。其中RLED是PN结到封装基底的热阻，RPad是光源封装基底到导热垫的热阻，RHS是导热垫到散热器的热阻，Ra是散热器到周围环境的热阻。图6左侧为LED散热模型图，右侧为该模型的等效热阻图。
下面逐步进行设计计算，设计目标是RT＜3.2℃/W。
①由PT54规格书，RLED=1℃/W。
②导热垫的热阻可按下式计算。
Rt=δ/kA （5）
式中，δ是热界面材料的厚度，单位m，k是平壁材料的导热系数，单位W/（m·℃），A是热界面材料的面积，单位m2。由这个公式可见，要得到最小的热阻，则热界面材料的厚度要尽可能的薄，面积则要尽可能的大。初步按联柏科技的H48-6G计算，该材料的导热系数6W/（m·℃），尺寸初步按20x26x0.3（单位mm）计算。因此，由公式（5）得：
RPad=0.1℃/W
③散热器的热阻。如前所述，散热器的热阻计算是一个复杂的多变量的求解问题，因此直接求解几乎是不可能的。但是我们可以先确定一些基本参数，然后在ANSYS中建立模型，并逐步进行优化求解，并将优化的参量重点放在翅片数量、厚度和散热器基底的厚度上，如果能得到一个比较好的结果，则优化结束。如果不行，那么就在这个基础上对其它参量做进一步的优化。
综合材料的性价比、结构强度等因素，我们选择AL6063-T5作为散热器的材料，该材料导热系数209W/（m·℃）。
根据经验并结合目前市场上主流投影机的散热器基本尺寸，我们初步选定散热器的截面尺寸为38mmx24mm，长度45mm，基底厚度2.5mm。
其它条件：光源热耗31.5W，导热垫H48-6G，风扇AFB0412MB。
依据以上条件，我们在ANSYS中建立热学模型，如图7所示。
接下来，首先对散热器的翅片数量和厚度进行优化，得到上述条件下的最佳翅片数量和厚度。图8所示是优化结果（说明：resis是散热器的热阻，T0为PN结结温，count翅片数量，think翅片厚度）。
可见，散热器翅片数量为17，厚度为0.00082时散热器热阻最小。我们固定这一组参数，再对散热器基底厚度进行优化设计。图9所示是优化结果。
根据以上优化结果，同时综合考虑散热器加工工艺性和结构强度等因素，我们取翅片数量15，厚度0.0008，基底厚度0.0028。图10所示是计算结果。
由图10可见，这个热阻为0.99，较最小热阻增加了不到0.07，但散热器的工艺性却增强了。
④散热器和周围环境的热阻Ra。这个热阻属于对流热阻，按下式计算。
Ra = 1/（hc·A） （6）
式中，hc是对流换热系数，单位W/（m2·℃）；A是散热器的有效散热面积，单位m2。
强迫对流换热系数一般在20～100之间，这里我们取为50。根据第三步散热器优化的结果，得散热器的有效散热面积约为3.2x10-2m2。代入（6）式得：
Ra=0.63℃/W
综上，总热阻RT=1+0.1+0.99+
0.63=2.72℃/W
显然，这个值小于3.2℃/W，达到设计目标。
2、DMD的热设计
图11所示是0.45 WXGA DMD规格书给出的测温点示意图。
由规格书：
TArray=TCeramic+(QArray·
RArray-to-Ceramic) （7）
QArray=(0.00293·SL)+0.4 （8）
式中，TArray为待计算的DMD微镜阵列温度，TCeramic是封装陶瓷基底温度，这里可取测试点2的温度，QArray是微镜阵列的热耗，RArray-to-Ceramic是微镜阵列到陶瓷封装的热阻，为2℃/W，SL是屏幕亮度。
但规格书中没有给出TArray的工作温度范围，只给了测试点1和2的温度要求，其中测试点2在工作条件下的温度要求为-20℃～75℃。
屏幕最大亮度300lm，则由公式（8）得：
QArray=1.279W
这种条件下，由公式（7）得：
TArray–Tceramic=2.558℃
这个温差很小，几乎可以将测试点2的温度作为微镜阵列的温度。因此，我们以测试点2为基准进行DMD的热设计，并将设计目标定为测试点相对环境的温升不超过25℃，由于热耗只有1.279W，因此根据公式（3）得测试点2到环境的热阻为：
R=25/1.279=19.5℃/W
由于这个热阻很大，因此参考前面光源散热器的热设计，这个DMD散热器的设计就非常容易了。具体不再赘述。
3、电路板的热设计
在LED投影机中电路板一般分为主板和LED驱动板。其中LED驱动板是为LED光源提供所需电流的，因此它的发热量很大，而主板的发热量则很小（根据经验只要有冷空气从主板表面流过则主板的散热就很良好）。因此电路板散热的重点在于LED驱动板，而LED驱动板散热的重点是功率管、电感、电阻等大功率发热元件，为了提高驱动板的散热效果，我们直接将散热器通过导热垫贴到电子元件上，因此根据这些元件规格书的热特性要求我们就可以按照光源的热设计方法进行驱动板单个电子器件的热设计。但是由于元器件较多，而且各元器件之间有一定的相互影响，因此我们可以先按照光源热设计的方法进行单个元件的热设计，获得单个元器件散热器的基本参数（具体计算略），然后使用热分析软件建立驱动板及其散热系统的简化热学模型进行分析。
另外，为了提高电路板的热传能力，我们需要尽可能提高电路板的覆铜率，增加铜皮厚度，并开设密集的小过孔。
图12所示是在Icepak中建立的一个四层电路板模型在标准模式下的模拟分析结果。其中，导线层厚度0.07mm，覆铜率70%，并主要建立了功率管、电感、电阻等热单元，散热器覆盖主要的发热元件，高度12mm。设置一定的边界条件。
四、系统布局与建模分析
1、系统布局
系统布局设计直接决定着系统热设计目标能否达到，关系着光学效率的高低。因此在系统布局时要遵循以下原则：
①根据元部件的热特性（发热量和温度敏感性等），元部件应沿气流方向按照从低温到高温的原则排布。
②气流分布优先考虑LED光源，光源中优先考虑红色光源，因为它对温度最为敏感，其次是绿色光源，它的热耗最大，占到光源总体热耗的50%以上。对于100lm左右的投影机，可以考虑直接对光源进行吹风，这样对光源散热的效果最好，而整个系统可以采用一个吹风一个抽风的方案。当亮度较高时，往往必须采用风扇并联的方案，因此吹风的方案就不可行，否则光源的热量很容易进入低温组件，或在系统某处产生涡流，导致局部温度超标。
③风口的开口率最好在50%以上，风口倒圆角，这些将显著降低系统风阻损失，改善系统散热。同时，进出风口的排布要考虑对气流分布的影响。
2、模拟分析
下面是根据某型投影机实际布局情况做的简化热模型分析。
图13显示了特定条件下的温度分布云图和中心截面的气流轨迹。气流从左侧进入，从右侧出——左侧是DMD，中间有驱动板，右侧是品字形布局的LED光源。
说明：
①以上模拟分析结果（包括前面LED驱动板的模拟分析）是建立在标准的电气条件和20℃环境条件下的。若条件发生变化则结果将发生变化，甚至可能发生较大的变化。尤其是LED的电气条件，它受电路软硬件的影响很大，有非常大的动态调整范围，若软硬件设计不当，可能对系统带来很不好的结果。
②注意系统结构的设计，要满足风量分配和风阻方面的要求。不同的风量分配方案和风阻设计可能会使热测试结果发生较大的变化。
五、系统测试及数据
1、系统热测试的内容
热测试主要包括以下几个方面：环境温度、系统出口温度、关键元器件温度、系统外壳表面温度。
另外，投影机在不同的使用场合下对噪音有着不同的要求，而散热系统不可避免的要产生噪音，这个噪音要控制在一个与使用场合相适应的合理的范围内。因此系统测试的内容还应包括系统的噪音测试。
2、系统测试的设备
FLUKE53/54 II型测温表——用于环境温度、出口温度、表面温度、DMD温度和电子元器件温度的测量。
FLUKE 17B数字万用表——用于测量LED光源上封装的热敏电阻的阻值，由阻值可以查相关数据表得到热敏电阻的温度。
精密噪音计。
3、系统热测试的方法
（1）温度测试点的选择
1）环境温度的测试
取距离投影机1m左右处的环境温度。
2）出口温度的测试
紧贴出风口处取4～6点进行温度的测量，并取其平均值作为出风口的温度。
3）外壳表面温度的测量
在手触感觉最热的地方进行测量。
DMD温度的测量按规格书进行。若没有测温DMD，则需要自己动手焊接测温线，要求测温线的直径最大0.1mm。
4）关键电子元器件温度的测量
对表面不带电的电子元件，可取封装的表面中心作为测温点，并用高粘性的电工胶带将测温线牢牢粘接在电子元件表面。
5）光源温度的测量
对于LUMINUS的LED光源，其温度测量使用光源上封装的光敏电阻，将1和2针脚的导线单独引出即可测试。
（2）系统测试注意事项
测试要尽量避免其它因素的干扰，要合理的使用测试设备。
比如，测环境温度时，测试点周围0.5m范围内最好不要有热源，包括测试人员在内。
测温表和万用表要避免放在出风口位置附近，以免对测试结果产生影响。
（3）光源温度的求解
根据公式（3），并参考PT54规格书，我们可将光源的温度求解按下式进行：
（9）
式中，Tj为光源结温，Tref为热敏电阻温度，Rj-ref为光源PN结至热敏电阻的热阻（PT54的为1.0℃/W），H为光源的热耗——按公式（6）。
由（6）式和（9）式即可求出光源的结温。
4、系统噪音测试
系统噪音测试需要在消音室中进行，并注意测试方向1m范围内不要有反射物，否则将会使测试结果偏高。
5、测试结果
（1）热测试结果
1）光源实际电气条件
表6是验证机实际工作条件下的色彩配比（R红色，G绿色，B蓝色）。
按表6，则标准电流电压下的RGB光源热耗如表7（单位W）。
实测系统输入功率82W（Stan-
dard），114W(Advanced)。
下面的测试将在这两种模式下进行。
2）系统热测试数据
表8是在Standard（标准）模式环境温度22.8℃下的测试结果。
3）光源热测试数据
①室温下的测试
测试环境温度Ta=25℃下的各光源光敏电阻的阻值测试结果如表9。
查相关热敏电阻的阻值与温度对应关系表，并将它和表7的数据一起代入公式（9），则得各光源的结温如表10。
②环境温度对测试结果影响的测试如表11（标准模式，每个温度下测试20mins）
则R、G、B结温分别如表12。
4）DMD热测试数据如表13
标准模式，Ta=26℃。
5）电路板关键元件热测试数据
①驱动板温度测试如表14
测试环境温度23.5℃度
②主板温度测试如表15
测试环境温度26℃度。
（2）噪音测试数据如表16
平均：28.4dB
六、结论
①根据表8的数据，室温标准模式，系统出入口的温差达到设计目标。
②根据表9和表10的数据，室温Standard模式下，光源寿命完全在60,000h以上，完全达到40,000h的设计目标；Advanced模式，也完全达到20,000h的设计目标。
③根据表11和表12的数据，在同样的模式下，环境温度上升后，RGB结温几乎作等量上升，这与软件的模拟近似（软件中是完全做等量上升，只是限于篇幅文中没有给出这方面的模拟结果）。
④根据表13的数据，DMD温度相对环境的温升18.7℃。DMD散热良好，完全达到设计目标。
⑤根据表14和表15的数据，LED驱动散热良好，主板散热良好。
⑥根据表16的数据，系统噪音良好。
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作者简介：
何玉林（1981—），河南周口人，结构工程师，利达光电股份有限公司技术员，主要从事投影机系统设计工作。
杨清波（1981—），河南南阳人，工程师，利达光电股份有限公司技术员，主要从事投影机、光学引擎、投影镜头的结构设计和热设计工作。
张蕊（1975—），河南南阳人，高级工程师，利达光电股份有限公司技术员，主要从事投影机、光学引擎、投影镜头的结构设计工作。
篇10
关键词：雷达极坐标指示器ARINC429总线适配器
直升机自动导航系统与机上设备的交连关系如图1所示。它主要由多卜勒雷达、导航计算机、自动驾驶仪、真空速度计算机、极坐标指示器导航信号适配器和多卜勒导般信号适配器以及各种仪表、指示器构成。本文主要介绍多卜勒导航信号适配器和极坐标指示器导航信号适配器的设计。
1接口适配器的研制
1.1多卜勒导航信号适配器
1.1.1接口信号分析
多卜勒转达输出模拟和数字两种制式的导航信息。模拟信号相对于水平面，它包括雷达输出的速度信息（以直流电压形式提供给速度指示器、400Hz交流电压形式提供给自动驾驶仪）、导航信息（纵向和横向速度的交流模拟电压）；数字信号是相对于机体坐标的纵向和横向速度的数字信号。由于数字信号的脉冲宽度和信号灵敏度不符合导航计算机的要求，又因为多卜勒雷达给出的模拟信号质量优于数字信号，因此，将多卜勒雷达输出的模拟信号进行交换，实现与导航计算机的脉冲数字接口相匹配。
1.1.2适配器完成以下功能：
·将多卜勒雷达输出的以灵敏度为30mV/Kt的400Hz交流信号表示的飞机纵向（Vy）、横向（Vx）速度信号转换为以脉冲频率数表示的导航计算机的输入信号；
·将雷达输出的表示速度方向的离散信号转换为满足导航计算机需要的离散信号；
·将直升级真空速表输出的以交流模拟电压表示的真空速信号转换为以直流模拟电压表示的真空速信号送给导航计算机；
·将导航计算机输出的侧向控制信号和有效信号以及自动驾驶仪输出的巡航功能控制信号转换为自动导航的控制信号，实现自动驾驶仪的自动导航。
1.1.3适配器设计
适配器主要由A/D转换电路、AD/DC转换电路、离散信号转换电路、状态控制电路和电源电路等组成。
A/D转换电路由低通滤波器、缓冲隔离、梯度控制、A/D转换、钳位隔离等部分组成，如图2（a）所示。该电路的输入信号为雷达输出的模拟信号，制式为400Hz交流，灵敏度为30mV/Kt；输出为0.8V的脉冲信号，频率灵敏度为35.7Hz/Kt（可调）。
AC/DC转换电路由低通滤波、缓冲隔离、AC/DC转换、梯度控制电路构成，如图2（b）所示。该电路的输入信号为真空速表的输出，信号制式为400Hz交流、灵敏度为90mV/Kt；输出为直流电压、灵敏度为75mV/Kt（可调）。
离散信号转换电路由整形钳位、电平转换、反向器、缓冲器离电路组成，如图2（c）所示。该电路的输入信号为多卜勒雷达输出的代表速度方向（相对机体）的离散量，其输入高电平为+3.5V、低电平为+0.8V，输出高电平为+8V，低电平为+2V。
自动导航信号处理及控制电路包括信号控制电路和状态控制电路。信号控制电路由低通滤波、梯度控制、缓冲隔离电路等组成；而状态控制电路由电平钳位、逻辑控制、缓冲隔离及控制继电器等组成，如图2（d）所示。
上述所有功能电路，均经反复调试，优化设计，最后固化成模块。整个电路由六个模块组成，分别安装在两个印刷电路板上，如图3（a）和3（b）所示。
图中RGX-1A、RGX-1B为多卜勒雷达纵向速度信号和横向速度信号的预处理电路，包括低通滤波、缓冲隔离和梯度控制；RGX-IC为真空速信号的AC/DC变换；RGX-2为多卜勒雷达速度信号的A/D转换模块；RGX-3为离散信号的处理模块。
1.2极坐标指示器导航信号适配器
1.2.1适配器功能
该适配器完成导航计算机输出的地速串行数据（12.5±0.1kbit/s）中的目标方位、偏流角和待飞距离信号计算，并将目标方位和偏流角信号调整为极坐标指示器能够接收的符合ARINC407标准的同步器信号，将等飞距离信号调整为四位LED显示器的显示信号。
1.2.2硬件设计
以8031单片机为信心，结合相应的电路设计，构成一个ARINC429总线信号的求解和信号匹配系统。硬件设计框图如图4所示。
图中，8031作为核心芯片，它与27256程序存储器和61256数据存储器组成单片机最小应用系统，完成对导航计算机输出的ARINC429总线信号进行采集、转换、计算和信号匹配等操作并进行控制。
3282板以HS-3228、8255等芯片构成处理电路，现将导航计算机的32位ARINC429串行数据转换为符合8031单片机8位数据总线要求的并行数据，由单片机最小系统控制，实现数据的转换和采集。
SZZ板以高精度数字/轴角转换模块和8155等芯片为核心，构成目标方位角和偏流角的数字/轴角转换电路，实现将3282板采集来的目标方位角和偏流角的数字量转换为符合ARINC407标准的同步器信号，送给极坐标指示器，使其指示相应的参数。
8279板以8279芯片为核心，构成键盘和显示器驱动电路，实现待飞距离的显示数据的处理和四位LED显示器的功率驱动。
1.2.3软件设计
为了便于程序的调试和修改，软件设计采用模块化设计方法。程序模块主要包括主程序模块、中断服务（数据采集）子程序模块、数据转换子程序模块、信号匹配子程序模块、数码显示子程序模块等。其中数据采集子程序和数据转换子程序流程图如图5（a）、(b)所示。
