电路设计论文范文10篇

时间:2023-03-20 22:53:30

电路设计论文

电路设计论文范文篇1

系统硬件原理框图如图1所示。系统采用不同的链路口完成输入和输出,可以避免采用总线可能产生的通道冲突。模拟视频信号由AD9883A完成模数转换。AD9883A是个三通道的ADC,因此系统可以完成单色的视频信号处理,也可以完成彩色的视频信号处理。采样所得视频数字信号经链路口输入到ADSP-21160,完成处理后由不同的链路口输出到ADV7125,完成数模转换。ADV7125是三通道的DAC,同样也可以用于处理彩色信号。输出视频信号到灰度电压产生电路,得到驱动液晶屏所需要的驱动电压。ADSP-21160还有通用可编程I/O标志脚,可用于接受外部控制信号,给系统及其模块发送控制信息,以使整个系统稳定有序地工作。例如,ADSP-21160为灰度电压产生电路和液晶屏提供必要的控制信号。另外,系统还设置了一些LED灯,用于直观的指示系统硬件及DSP内部程序各模块的工作状态。

本设计采用从闪存引导的方式加载DSP的程序文件,闪存具有很高的性价比,体积小,功耗低。由于本系统中的闪

存既要存储DSP程序,又要保存对应于不同的伽玛值的查找表数据以及部分预设的显示数据,故选择ST公司的容量较大的M29W641DL,既能保存程序代码,又能保存必要的数据信息。

图2为DSP与闪存的接口电路。因为采用8位闪存引导方式,所以ADSP-21160地址线应使用A20-A0,数据线为D39—32,读、写和片选信号分别接到闪存相应引脚上。

系统功能及实现

本设计采用ADSP-21160完成伽玛校正、时基校正、时钟发生2S、图像优化和控制信号的产生等功能。

1伽玛校正原理

在LCD中,驱动IC/LSI的DAC图像数据信号线性变化,而液晶的电光特性是非线性,所以要调节对液晶所加的外加电压,使其满足液晶显示亮度的线性,即伽玛(Y)校正。Y校正是一个实现图像能够尽可能真实地反映原物体或原图像视觉信息的重要过程。利用查找表来补偿液晶电光特性的Y校正方法能使液晶显示系统具有理想的传输函数。未校正时液晶显示系统的输入输出曲线呈S形。伽玛表的作用就是通过对ADC进来的信号进行反S形的非线性变换,最终使液晶显示系统的输入输出曲线满足实际要求。

LCD的Y校正图形如图3所示,左图是LCD的电光特性曲线图,右图是LCD亮度特性曲线和电压的模数转换图。

2伽玛校正的实现

本文采用较科学的Y校正处理技术,对数字三基色视频信号分别进行数字Y校正(也可以对模拟三基色视频信号分别进行Y校正)。在完成v校正的同时,并不损失灰度层次,使全彩色显示屏图像更鲜艳,更逼真,更清晰。

某单色光Y调整过程如图4所示,其他二色与此相同。以单色光v调整为例:ADSP-21160首先根据外部提供的一组控制信号,进行第一次查表,得到Y调整系数(Y值)。然后根据该Y值和输入的显示数据进行第二次查表,得到经校正后的显示数据。第一次查表的Y值是通过外部的控制信号输入到控制模块进行第一次查表得到的。8位显示数据信号可查表数字0~255种灰度级显示数据(Y校正后)。

3图像优化

为了提高图像质量,ADSP-21160内部还设计了图像效果优化及特技模块,许多在模拟处理中无法进行的工作可以在数字处理中进行,例如,二维数字滤波、轮廓校正,细节补偿频率微调、准确的彩色矩阵(线性矩阵电路),黑斑校正、g校正、孔阑校正、增益调整、黑电平控制及杂散光补偿、对比度调节等,这些处理都提高了图像质量。

数字特技是对视频信号本身进行尺寸、位置变化和亮,色信号变化的数字化处理,它能使图像变成各种形状,在屏幕上任意放缩,旋转等,这些是模拟特技无法实现的。还可以设计滤波器来滤除一些干扰信号和噪声信号等,使图像的清晰度更高,更好地再现原始图像。所有的信号和数据都是存储在DSP内部,由它内部产生的时钟模块和控制模块实现的。

4时基校正及系统控制

由于ADSP-21160内部各个模块的功能和处理时间不同,各模块之间存在一定延时,故需要进行数字时基校正,使存储器最终输出的数据能严格对齐,而不会出现信息的重叠或不连续。数字时基校正主要用于校正视频信号中的行,场同步信号的时基误差。首先,将被校正的信号以它的时基信号为基准写入存储器,然后,以TFT-LCD的时基信号为基准读出,即可得到时基误差较小的视频信号。同时它还附加了其他功能,可以对视频信号的色度、亮度、饱和度进行调节,同时对行、场相位、负载波相位进行调节,并具有时钟台标的功能。

控制模块主要负责控制时序驱动逻辑电路以管理和操作各功能模块,如显示数据存储器的管理和操作,负责将显示数据和指令参数传输到位,负责将参数寄存器的内容转换成相应的显示功能逻辑。内部的信号发生器产生控制信号及地址,根据水平和垂直显示及消隐计数器的值产生控制信号。此外,它还可以接收外部控制信号,以实现人机交互,从而使该电路的功能更加强大,更加灵活。此外,ADSP21160的内部还设计了I2C总线控制模块,模拟FC总线的工作,为外部的具有I2C接口的器件提供SCLK(串行时钟信号)和SDA(双向串行数据信号)。模拟I2C工作状态如图5和图6所示。

系统软件实现

在软件设计如图7所示,采用Matlab软件计算出校正值,并以查找表的文件形式存储,供时序的调用。系统上电

开始,首先要完成ADSP-21160的一系列寄存器的设置,以使DSP能正确有效地工作。当ADSP-21160接收到有效的视频信号以后,根据外部控制信息确定Y值。为适应不同TFT-LCD屏对视频信号的显示,系统可以通过调整Y值,以调节显示效果到最佳。再如图4所示,对先前预存的文件进行查表,得到所需的矫正后的值,然后暂存等待下一步处理。系统还可以根据视频信号特点和用户需要完成一些图像的优化和特技,如二维数字滤波、轮廓校正、增益调整、对比度调节等。这些操作可由用户需求选择性使用。利用ADSP-21160还可以实现图像翻转、停滞等特技。最后进行数字时基校正,主要用于校正视频信号中的行、场同步信号的时基误差,使存储器最终输出的数据能严格对齐,而不会出现信息的重叠或不连续。除了以上所述的主要功能以外,ADSP-21160还根据时序控制信号,为灰度电压产生电路和TFT-LCD屏提供必要的控制信号。另外,ADSP-21160还能设置驱动通用I/O脚配置的LED灯,显示系统工作状态。

电路设计论文范文篇2

由于CRT显示器和液晶屏具有不同的显示特性,两者的显示信号参数也不同,因此在计算机(或MCU)和液晶屏之间设计液晶显示器的驱动电路是必需的,其主要功能是通过调制输出到LCD电极上的电位信号、峰值、频率等参数来建立交流驱动电场。

本文实现了将VGA接口信号转换到模拟液晶屏上显示的驱动电路,采用ADI公司的高性能DSP芯片ADSP—21160来实现驱动电路的主要功能。

硬件电路设计

AD9883A是高性能的三通道视频ADC可以同时实现对RGB三色信号的实时采样。系统采用32位浮点芯片ADSP-21160来处理数据,能实时完成伽玛校正、时基校正,图像优化等处理,且满足了系统的各项性能需求。ADSP-21160有6个独立的高速8位并行链路口,分别连接ADSP-21160前端的模数转换芯片AD9883A和后端的数模转换芯片ADV7125。ADSP-21160具有超级哈佛结构,支持单指令多操作数(SIMD)模式,采用高效的汇编语言编程能实现对视频信号的实时处理,不会因为处理数据时间长而出现延迟。

系统硬件原理框图如图1所示。系统采用不同的链路口完成输入和输出,可以避免采用总线可能产生的通道冲突。模拟视频信号由AD9883A完成模数转换。AD9883A是个三通道的ADC,因此系统可以完成单色的视频信号处理,也可以完成彩色的视频信号处理。采样所得视频数字信号经链路口输入到ADSP-21160,完成处理后由不同的链路口输出到ADV7125,完成数模转换。ADV7125是三通道的DAC,同样也可以用于处理彩色信号。输出视频信号到灰度电压产生电路,得到驱动液晶屏所需要的驱动电压。ADSP-21160还有通用可编程I/O标志脚,可用于接受外部控制信号,给系统及其模块发送控制信息,以使整个系统稳定有序地工作。例如,ADSP-21160为灰度电压产生电路和液晶屏提供必要的控制信号。另外,系统还设置了一些LED灯,用于直观的指示系统硬件及DSP内部程序各模块的工作状态。

本设计采用从闪存引导的方式加载DSP的程序文件,闪存具有很高的性价比,体积小,功耗低。由于本系统中的闪

存既要存储DSP程序,又要保存对应于不同的伽玛值的查找表数据以及部分预设的显示数据,故选择ST公司的容量较大的M29W641DL,既能保存程序代码,又能保存必要的数据信息。

图2为DSP与闪存的接口电路。因为采用8位闪存引导方式,所以ADSP-21160地址线应使用A20-A0,数据线为D39—32,读、写和片选信号分别接到闪存相应引脚上。

系统功能及实现

本设计采用ADSP-21160完成伽玛校正、时基校正、时钟发生2S、图像优化和控制信号的产生等功能。

1伽玛校正原理

在LCD中,驱动IC/LSI的DAC图像数据信号线性变化,而液晶的电光特性是非线性,所以要调节对液晶所加的外加电压,使其满足液晶显示亮度的线性,即伽玛(Y)校正。Y校正是一个实现图像能够尽可能真实地反映原物体或原图像视觉信息的重要过程。利用查找表来补偿液晶电光特性的Y校正方法能使液晶显示系统具有理想的传输函数。未校正时液晶显示系统的输入输出曲线呈S形。伽玛表的作用就是通过对ADC进来的信号进行反S形的非线性变换,最终使液晶显示系统的输入输出曲线满足实际要求。

LCD的Y校正图形如图3所示,左图是LCD的电光特性曲线图,右图是LCD亮度特性曲线和电压的模数转换图。

2伽玛校正的实现

本文采用较科学的Y校正处理技术,对数字三基色视频信号分别进行数字Y校正(也可以对模拟三基色视频信号分别进行Y校正)。在完成v校正的同时,并不损失灰度层次,使全彩色显示屏图像更鲜艳,更逼真,更清晰。

某单色光Y调整过程如图4所示,其他二色与此相同。以单色光v调整为例:ADSP-21160首先根据外部提供的一组控制信号,进行第一次查表,得到Y调整系数(Y值)。然后根据该Y值和输入的显示数据进行第二次查表,得到经校正后的显示数据。第一次查表的Y值是通过外部的控制信号输入到控制模块进行第一次查表得到的。8位显示数据信号可查表数字0~255种灰度级显示数据(Y校正后)。

3图像优化

为了提高图像质量,ADSP-21160内部还设计了图像效果优化及特技模块,许多在模拟处理中无法进行的工作可以在数字处理中进行,例如,二维数字滤波、轮廓校正,细节补偿频率微调、准确的彩色矩阵(线性矩阵电路),黑斑校正、g校正、孔阑校正、增益调整、黑电平控制及杂散光补偿、对比度调节等,这些处理都提高了图像质量。

数字特技是对视频信号本身进行尺寸、位置变化和亮,色信号变化的数字化处理,它能使图像变成各种形状,在屏幕上任意放缩,旋转等,这些是模拟特技无法实现的。还可以设计滤波器来滤除一些干扰信号和噪声信号等,使图像的清晰度更高,更好地再现原始图像。所有的信号和数据都是存储在DSP内部,由它内部产生的时钟模块和控制模块实现的。

4时基校正及系统控制

由于ADSP-21160内部各个模块的功能和处理时间不同,各模块之间存在一定延时,故需要进行数字时基校正,使存储器最终输出的数据能严格对齐,而不会出现信息的重叠或不连续。数字时基校正主要用于校正视频信号中的行,场同步信号的时基误差。首先,将被校正的信号以它的时基信号为基准写入存储器,然后,以TFT-LCD的时基信号为基准读出,即可得到时基误差较小的视频信号。同时它还附加了其他功能,可以对视频信号的色度、亮度、饱和度进行调节,同时对行、场相位、负载波相位进行调节,并具有时钟台标的功能。

控制模块主要负责控制时序驱动逻辑电路以管理和操作各功能模块,如显示数据存储器的管理和操作,负责将显示数据和指令参数传输到位,负责将参数寄存器的内容转换成相应的显示功能逻辑。内部的信号发生器产生控制信号及地址,根据水平和垂直显示及消隐计数器的值产生控制信号。此外,它还可以接收外部控制信号,以实现人机交互,从而使该电路的功能更加强大,更加灵活。

此外,ADSP21160的内部还设计了I2C总线控制模块,模拟FC总线的工作,为外部的具有I2C接口的器件提供SCLK(串行时钟信号)和SDA(双向串行数据信号)。模拟I2C工作状态如图5和图6所示。

系统软件实现

在软件设计如图7所示,采用Matlab软件计算出校正值,并以查找表的文件形式存储,供时序的调用。系统上电

开始,首先要完成ADSP-21160的一系列寄存器的设置,以使DSP能正确有效地工作。当ADSP-21160接收到有效的视频信号以后,根据外部控制信息确定Y值。为适应不同TFT-LCD屏对视频信号的显示,系统可以通过调整Y值,以调节显示效果到最佳。再如图4所示,对先前预存的文件进行查表,得到所需的矫正后的值,然后暂存等待下一步处理。系统还可以根据视频信号特点和用户需要完成一些图像的优化和特技,如二维数字滤波、轮廓校正、增益调整、对比度调节等。这些操作可由用户需求选择性使用。利用ADSP-21160还可以实现图像翻转、停滞等特技。最后进行数字时基校正,主要用于校正视频信号中的行、场同步信号的时基误差,使存储器最终输出的数据能严格对齐,而不会出现信息的重叠或不连续。除了以上所述的主要功能以外,ADSP-21160还根据时序控制信号,为灰度电压产生电路和TFT-LCD屏提供必要的控制信号。另外,ADSP-21160还能设置驱动通用I/O脚配置的LED灯,显示系统工作状态。

电路设计论文范文篇3

1.1设计思路

恒温电路设计的研究主要用于电力采集产品上,对电力采集产品来讲,安装在PT侧,需要耐受100℃的温度变化,却要求万分之五的精度。除需要从理论上进行最终的计算和分析外,还要考虑各种因素。如其中重要的一个因素高精度器件的温漂,器件稳定性、可靠性受温度变化的影响,是电子器件不可回避的问题。对于电力采集产品中高精度的AD采集模块,温漂的问题更为严重,要保证AD采集模块精度在允许的范围内,恒温电路的设计是很重要的。基于对电力采集产品应用环境的考虑,将高精度的AD采集模块放置在恒温盒中,同时配合加热电阻来稳定恒温盒温度的方法,来保证环境在-20℃~+75℃变化时,恒温盒内的温度变化在±1℃,使电力产品在万分之五的精度范围以内稳定工作。器件主要由分压电阻、热敏电阻、加热电阻、运放、三极管等组成,从设计上看电路设计简单、稳定性好。选择的运放是低价、高性能、低噪声的双运算放大器ne5532,热敏电阻选择低价,对温度反应灵敏的电阻。根据电路,为了保证恒温盒内的器件工作最佳状态,首先确定恒温盒内要保持的恒定温度,通过测试和计算,恒温盒的温度恒定在75℃为最佳,AD采集模块可以稳定的工作,电力产品可以达到万分之五的精度。当温度降低时,通过分压电阻电路、负反馈电路、恒流源控制电路,加热电阻电路使温度稳定在75℃。

1.2电路具体设计

具体分析如:当温度低于75℃时,由于热敏电阻(MF1是负温度系数的热敏电阻)的阻值变大,V0≠V1,V1>V0,根据深度负反馈电路虚短、虚断的特点,R18上有电流,在经过负反馈电路放大,后级运算放大U2B同向输入端和反向输入端形成压差,输出电压放大,三级管基极电压大于发射极电压,三级管导通,有电流流过加热电阻,加热电阻加热,再通过三极管、运算放大U2B、电阻等组成的恒流控制源电路控制流过加热电阻电流,使恒温盒温度保持在75℃左右。在设计过程中,要理论计算配合仿真软件。下面是SaberSketch软件仿真结果,根据热敏电阻负温度系数特性,在仿真过程中给热敏电阻设定不同的参数值,从而达到模拟温度升高和温度降低环境的目的。

2应用

电力采集产品安装在PT侧,需要耐受100℃的温度变化,还要求精度在±0.05%以内。AD转换模块是电力采集产品的重要模块,对温度的变化更加敏感,AD转换模块采用ADS8329IRSARG4芯片,其采样精度16位,零位漂移0.4×10-6/℃,增益漂移0.75×10-6/℃,这款芯片具有高精度和高采样率的优点,但对温度变化敏感。AD转换模块在电路设计和器件选择上,尽量保证采样电压的精度并最大程度减小温漂。但还是要考虑温度在-25℃~+75℃变化时,AD模块精度漂移。温漂造成的输出变化必须通过恒温或者温度补偿来去除。由于温度补偿电路需要在芯片设计之初加入,而且无法做到完全补偿,因此,要得到稳定的输出,则必须稳定系统的工作温度,所以AD转换模块放在恒温盒里,在通过恒温控制电路保证温度的恒定。

3测试

恒温设计电路主要保证D采样模块所处的环境温度变化在±1℃,电力采集产品是三相电压,通过三路选通信号对模拟开关74LVC1G3157的控制使得三项交流(A、B、C)模拟信号能够经过滤波后进入到AD转换芯片中,实现模拟到数字的转换,在通过电力还原产品还原成模拟信号。如果环境温度在-25℃~+75℃变化时,电力采集产品和还原产品通过压降仪测试读出的三相电压的差值的幅值在0%~0.06%,相位在0('''')~3('''')之间变化,说明恒温硬件电路设计合理。

4结束语

电路设计论文范文篇4

信号处理电路本身也存在于低电压手持心电的前置信号放大结构中,其主要为手持心电的电极拾取饰件发出的信号进行接受以及处理和分辨等工作,同时有效的对心脏跳动的信号进行增益,对相关杂乱信号进行降噪处理。具体来讲,信号处理电路首先需要针对自身的抗极化电压进行设计,保证抗极化电压能够有效满足信号放大的要求,保证信号处理电路能够在满足信号增益的过程中满足低电压手持心电的正常工作情况,其具体的抗极化电压以及电路设置的增益情况应该根据实际情况进行选择和调整。一般抗极化电压设置为500mV;其次信号处理电路的设计需要保证电路的频率不会对心脏跳动信号的频率采集工作造成一定的影响,具有相应的杂频降噪功能,使用输入缓冲电路中的高精度运算放大器就能够有效的完成这一工作。同时注意好信号处理电路的失调电压设置工作,保证失调电压不会出现饱和情况,常规下信号处理电路的失调电压设置的最大线路为0.55mV。

2右腿驱动电路设计工作

右腿驱动电路的作用更多的是在低电压手持心电的运转过程中消除手持心电自身工作频率对心脏频率信号采集工作的干扰,使低电压手持心电在运转过程中能够提供更小的电能消耗以及拥有更小的输出摆幅。具体来讲,右腿驱动电路的设计应该保证手持心电电压最大的输出范围部队对手持心电的功能发挥造成影响,保证其在60uA的静态工作电流下仍然能够有效的发挥手持心电的具体功能作用。

3起搏脉冲检测电路设计工作

起搏脉冲检测电路的功能主要是对低电压手持心电中起搏脉冲信号的收集以及检测再到最终与A/D转换器的信号交换工作提供相应的电能,因此起搏脉冲检测电路的设计工作对于低电压手持心电的具体工作没有较大影响,只要注意到发挥其降低手持心电的功率消耗以及电能成本的优点就行。

4电源电路的设计工作

电路设计论文范文篇5

关键词:三端离线PWM开关;正激变换器;高频变压器设计

引言

TOPSwitch是美国功率集成公司(PI)于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片,是三端离线PWM开关(ThreeterminalofflinePWMSwitch)的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET集成在一块芯片上,构成PWM/MOSFET合二为一集成芯片,使外部电路简化,其工作频率高达100kHz,交流输入电压85~265V,AC/DC转换效率高达90%。对200W以下的开关电源,采用TOPSwitch作为主功率器件与其他电路相比,体积小、重量轻,自我保护功能齐全,从而降低了开关电源设计的复杂性,是一种简捷的SMPS(SwitchModePowerSupply)设计方案。

TOPSwitch系列可在降压型,升压型,正激式和反激式等变换电路中使用。但是,在现有的参考文献以及PI公司提供的设计手册中,所介绍的都是用TOPSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式:完全能量转换(电感电流不连续)和不完全能量转换(电感电流连续)。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的,动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化,和(或者)负载电流在较大范围内变化时,必然跨越两种工作方式,因此,常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是,要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式,在设计上是较为困难的。而且,作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计,由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用,在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难,对于初学者来说很难掌握。笔者采用TOP225Y设计了一种单端正激式开关电源电路,实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法,以供探讨。

1TOPSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题

TOPSwitch的交流输入电压范围为85~265V,最大电压应力≤700V,这个耐压值对于输入最大直流电压Vmax=265×1.4=371V是足够的,但应用在一般的单端正激变换器中却存在问题。

图1是典型的单端正激变换器电路,设计时通常取NS=NP,Dmax<0.5(一般取0.4),按正激变换器工作过程,TOPSwitch关断期间,变压器初级的励磁能量通过NS,D1,E续流(泄放)。此时,TOPSwitch承受的最大电压为

VDSmax≥2E=2Vmax=742V(1)

大于TOPSwitch所能承受的最大电压应力700V,所以,TOPSwitch不能在一般通用的正激变换器中使用。

2TOPSwitch在单端正激变换器中的应用

由式(1)可知,TOPSwitch不能在典型单端正激变换器中应用的关键问题,是其在关断期间所承受的电压应力超过了允许值,如果能降低关断期间的电压应力,使它小于700V,则TOPSwitch仍可在单端正激变换器中应用。

2.1电路结构及工作原理

本文提出的TOPSwitch的单端正激变换器拓扑结构如图1所示。它与典型的单端正激变换器电路结构完全相同,只是变压器的去磁绕组的匝数为初级绕组匝数的2倍,即NS=2NP。

TOPSwitch关断时的等效电路如图2所示。

若NS与NP是紧耦合,则,即

VNP=1/2VNS=1/2E(2)

VDSmax=VNP+E=E=1.5×371

=556.5V<700V(3)

2.2最大工作占空比分析

按NP绕组每个开关周期正负V·s平衡原理,有

VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T](4)

式中:VNPon为TOPSwitch开通时变压器初级电压,VNPon=E;

VNPoff为TOPSwitch关断时变压器初级电压,VNPoff=(1/2)E。

解式(4)得

Dmax=1/3(5)

为保险,取Dmax≤30%

2.3去磁绕组电流分析

改变了去磁绕组与初级绕组的匝比后,变压器初级绕组仍应该满足A·s平衡,初级绕组最大励磁电流为

im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT(6)

式中:Lm为初级绕组励磁电感。

当im(t)=Ism时,B=Bmax,H=Hmax,则去磁电流最大值为

Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm(7)

式中:lc为磁路长度;

Ipm为初级电流的峰值。

根据图2(b)去磁电流的波形可以得到去磁电流的平均值和去磁电流的有效值Is分别为

下面讨论当NP=NS,Dmax=0.5与NP=NS,Dmax=0.3时的去磁电流的平均值和有效值。设上述两种情况下的Hmax或Bmax相等,即两种情况下励磁绕组的安匝数相等,则有

Im1NP1=Im2NP2(10)

式中:NP1为Dmax=0.5时的励磁绕组匝数;

NP2为Dmax=0.3时的励磁绕组匝数;

设Lm1及Lm2分别为Dmax=0.5和Dmax=0.3时的初级绕组励磁电感,则有

Im1=E/Lm1×0.5T为Dmax=0.5时的初级励磁电流;

Im2=E/Lm2×0.3T为Dmax=0.3时的初级励磁电流。

由式(10)及Lm1,Lm2分别与NP12,NP22成正比,可得两种情况下的励磁绕组匝数之比为

(NP1)/(NP2)=0.5/0.3

及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5(12)

当NS1=NP1时和NS2=2NP2时去磁电流最大值分别为

Ism1=Im1=Im(13)

Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im(14)

将式(10)~(14)有关参数代入式(8)~(9)可得到,当Dmax=0.5时和Dmax=0.3时的去磁电流平均值及与有效值Is1及Is2分别为

Is1=1/4ImImIs1=0.408Im(Dmax=0.5)

Is2≈0.29ImIs2=0.483Im(Dmax=0.3)

从计算结果可知,采用NS=2NP设计的去磁绕组的电流平均值或有效值要大于NS=NP设计的去磁绕组的电流值。因此,在选择去磁绕组的线径时要注意。

3高频变压器设计

由于电路元件少,该电源设计的关键是高频变压器,下面给出其设计方法。

3.1磁芯的选择

按照输出Vo=15V,Io=1.5A的要求,以及高频变压器考虑6%的余量,则输出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根据输出功率选择磁芯,实际选取能输出25W功率的磁芯,根据有关设计手册选用EI25,查表可得该磁芯的有效截面积Ae=0.42cm2。

3.2工作磁感应强度ΔB的选择

ΔB=0.5BS,BS为磁芯的饱和磁感应强度,由于铁氧体的BS为0.2~0.3T,取ΔB=0.15T。

3.3初级绕组匝数NP的选取

选开关频率f=100kHz(T=10μs),按交流输入电压为最低值85V,Emin≈1.4×85V,Dmax=0.3计算则

取NP=53匝。

3.4去磁绕组匝数NS的选取

取NS=2NP=106匝。

3.5次级匝数NT的选取

输出电压要考虑整流二极管及绕组的压降,设输出电流为2A时的线路压降为7%,则空载输出电压VO0≈16V。

取NT=24匝。

3.6偏置绕组匝数NB的选取

取偏置电压为9V,根据变压器次级伏匝数相等的原则,由16/24=9/NB,得NB=13.5,取NB=14匝。

3.7TOPSwitch电流额定值ICN的选取

平均输入功率Pi==28.12W(假定η=0.8),在Dmax时的输入功率应为平均输入功率,因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12,则IC=0.85A,为了可靠并考虑调整电感量时电流不可避免的失控,实际选择的TOPSwitch电流额定值至少是两倍于此值,即ICN>1.7A。所以,我们选择ILIMIT=2A的TOP225Y。

4实验指标及主要波形

输入AC220V,频率50Hz,输出DCVo=15(1±1%)V,IO=1.5A,工作频率100kHz,图3及图4是实验中的主要波形。

图3中的1是开关管漏源电压VDS波形,2是输入直流电压E波形,由图可知VDS=1.5E;图4中的1是开关管漏源电压VDS波形,2是去磁绕组电流is波形,实验结果与理论分析是完全吻合的。

电路设计论文范文篇6

计算机系统所要求解决的问题日趋复杂,与此同时,计算机系统本身的结构也越来越复杂。而复杂性的提高就意味着可靠性的降低,实践经验表明,要想使如此复杂的实时系统实现零出错率几乎是不可能的,因此人们寄希望于系统的容错性能:即系统在出现错误的情况下的适应能力。对于如何同时实现系统的复杂性和可靠性,大自然给了我们近乎完美的蓝本。人体是迄今为止我们所知道的最复杂的生物系统,通过千万年基因进化,使得人体可以在某些细胞发生病变的情况下,不断地进行自我诊断,并最终自愈。因此借用这一机理,科学家们研究出可进化硬件(EHW,EvolvableHardWare),理想的可进化硬件不但同样具有自我诊断能力,能够通过自我重构消除错误,而且可以在设计要求或系统工作环境发生变化的情况下,通过自我重构来使电路适应这种变化而继续正常工作。严格地说,EHW具有两个方面的目的,一方面是把进化算法应用于电子电路的设计中;另一方面是硬件具有通过动态地、自主地重构自己实现在线适应变化的能力。前者强调的是进化算法在电子设计中可替代传统基于规范的设计方法;后者强调的是硬件的可适应机理。当然二者的区别也是很模糊的。本文主要讨论的是EHW在第一个方面的问题。

对EHW的研究主要采用了进化理论中的进化计算(EvolutionaryComputing)算法,特别是遗传算法(GA)为设计算法,在数字电路中以现场可编程门阵列(FPGA)为媒介,在模拟电路设计中以现场可编程模拟阵列(FPAA)为媒介来进行的。此外还有建立在晶体管级的现场可编程晶体管阵列(FPTA),它为同时设计数字电路和和模拟电路提供了一个可靠的平台。下面主要介绍一下遗传算法和现场可编程门阵列的相关知识,并以数字电路为例介绍可进化硬件设计方法。

1.1遗传算法

遗传算法是模拟生物在自然环境中的遗传和进化过程的一种自适应全局优化算法,它借鉴了物种进化的思想,将欲求解问题编码,把可行解表示成字符串形式,称为染色体或个体。先通过初始化随机产生一群个体,称为种群,它们都是假设解。然后把这些假设解置于问题的“环境”中,根据适应值或某种竞争机制选择个体(适应值就是解的满意程度),使用各种遗传操作算子(包括选择,变异,交叉等等)产生下一代(下一代可以完全替代原种群,即非重叠种群;也可以部分替代原种群中一些较差的个体,即重叠种群),如此进化下去,直到满足期望的终止条件,得到问题的最优解为止。

1.2现场可编程逻辑阵列(FPGA)

现场可编程逻辑阵列是一种基于查找表(LUT,LookupTable)结构的可在线编程的逻辑电路。它由存放在片内RAM中的程序来设置其工作状态,工作时需要对片内的RAM进行编程。当用户通过原理图或硬件描述语言(HDL)描述了一个逻辑电路以后,FPGA开发软件会把设计方案通过编译形成数据流,并将数据流下载至RAM中。这些RAM中的数据流决定电路的逻辑关系。掉电后,FPGA恢复成白片,内部逻辑关系消失,因此,FPGA能够反复使用,灌入不同的数据流就会获得不同的硬件系统,这就是可编程特性。这一特性是实现EHW的重要特性。目前在可进化电子电路的设计中,用得最多得是Xilinx公司的Virtex系列FPGA芯片。

2进化电子电路设计架构

本节以设计高容错性的数字电路设计为例来阐述EHW的设计架构及主要设计步骤。对于通过进化理论的遗传算法来产生容错性,所设计的电路系统可以看作一个具有持续性地、实时地适应变化的硬件系统。对于电子电路来说,所谓的变化的来源很多,如硬件故障导致的错误,设计要求和规则的改变,环境的改变(各种干扰的出现)等。

从进化论的角度来看,当这些变化发生时,个体的适应度会作相应的改变。当进化进行时,个体会适应这些变化重新获得高的适应度。基于进化论的电子电路设计就是利用这种原理,通过对设计结果进行多次地进化来提高其适应变化的能力。

电子电路进化设计架构如图1所示。图中给出了电子电路的设计的两种进化,分别是内部进化和外部进化。其中内部进化是指硬件内部结构的进化,而外部进化是指软件模拟的电路的进化。这两种进化是相互独立的,当然通过外部进化得到的最终设计结果还是要由硬件结构的变化来实际体现。从图中可以看出,进化过程是一个循环往复的过程,其中是根据进化算法(遗传算法)的计算结果来进行的。整个进化设计包括以下步骤:

(1)根据设计的目的,产生初步的方案,并把初步方案用一组染色体(一组“0”和“1”表示的数据串)来表示,其中每个个体表示的是设计的一部分。染色体转化成控制数据流下载到FPGA上,用来定义FPGA的开关状态,从而确定可重构硬件内部各单元的联结,形成了初步的硬件系统。用来设计进化硬件的FPGA器件可以接受任意组合的数据流下载,而不会导致器件的损害。

(2)将设计结果与目标要求进行比较,并用某种误差表示作为描述系统适应度的衡量准则。这需要一定的检测手段和评估软件的支持。对不同的个体,根据适应度进行排序,下一代的个体将由最优的个体来产生。

(3)根据适应度再对新的个体组进行统计,并根据统计结果挑选一些个体。一

部分被选个体保持原样,另一部分个体根据遗传算法进行修改,如进行交叉和变异,而这种交叉和变异的目的是为了产生更具适应性的下一代。把新一代染色体转化成控制数据流下载到FPGA中对硬件进行进化。

(4)重复上述步骤,产生新的数代个体,直到新的个体表示的设计方案表现出接近要求的适应能力为止。

一般来说通过遗传算法最后会得到一个或数个设计结果,最后设计方案具有对设计要求和系统工作环境的最佳适应性。这一过程又叫内部进化或硬件进化。

图中的右边展示了另一种设计可进化电路的方法,即用模拟软件来代替可重构器件,染色体每一位确定的是软件模拟电路的连接方式,而不是可重构器件各单元的连接方式。这一方法叫外部进化或软件进化。这种方法中进化过程完全模拟进行,只有最后的结果才在器件上实施。

进化电子电路设计中,最关键的是遗传算法的应用。在遗传算法的应用过程中,变异因子的确定是需要慎重考虑的,它的大小既关系到个体变异的程度,也关系到个体对环境变化做出反应的能力,而这两个因素相互抵触。变异因子越大,个体更容易适应环境变化,对系统出现的错误做出快速反应,但个体更容易发生突变。而变异因子较小时,系统的反应力变差,但系统一旦获得高适应度的设计方案时可以保持稳定。

对于可进化数字电路的设计,可以在两个层面上进行。一个是在基本的“与”、“或”、“非”门的基础上进行进化设计,一个是在功能块如触发器、加法器和多路选择器的基础上进行。前一种方法更为灵活,而后一种更适于工业应用。有人提出了一种基于进化细胞机(CellularAutomaton)的神经网络模块设计架构。采用这一结构设计时,只需要定义整个模块的适应度,而对于每一模块如何实现它复杂的功能可以不予理睬,对于超大规模线路的设计可以采用这一方法来将电路进行整体优化设计。

3可进化电路设计环境

上面描述的软硬件进化电子电路设计可在图2所示的设计系统环境下进行。这一设计系统环境对于测试可重构硬件的构架及展示在FPGA可重构硬件上的进化设计很有用处。该设计系统环境包括遗传算法软件包、FPGA开发系统板、数据采集软硬件、适应度评估软件、用户接口程序及电路模拟仿真软件。

遗传算法由计算机上运行的一个程序包实现。由它来实现进化计算并产生染色体组。表示硬件描述的染色体通过通信电缆由计算机下载到有FPGA器件的实验板上。然后通过接口将布线结果传回计算机。适应度评估建立在仪器数据采集硬件及软件上,一个接口码将GA与硬件连接起来,可能的设计方案在此得到评估。同时还有一个图形用户接口以便于设计结果的可视化和将问题形式化。通过执行遗传算法在每一代染色体组都会产生新的染色体群组,并被转化为数据流传入实验板上。至于通过软件进化的电子电路设计,可采用Spice软件作为线路模拟仿真软件,把染色体变成模拟电路并通过仿真软件来仿真电路的运行情况,通过相应软件来评估设计结果。

4结论与展望

进化过程广义上可以看作是一个复杂的动态系统的状态变化。在这个意义上,可以将“可进化”这一特性运用到无数的人工系统中,只要这些系统的性能会受到环境的影响。不仅是遗传算法,神经网络、人工智能工程以及胚胎学都可以应用到可进化系统中。虽然目前设计出的可进化硬件还存在着许多需要解决的问题,如系统的鲁棒性等。但在未来的发展中,电子电路可进化的设计方法将不可避免的取代传统的自顶向下设计方法,系统的复杂性将不再成为系统设计的障碍。另一方面,硬件本身的自我重构能力对于那些在复杂多变的环境,特别是人不能直接参与的环境工作的系统来说将带来极大的影响。因此可进化硬件的研究将会进一步深入并会得到广泛的应用而造福人类。

电路设计论文范文篇7

关键词:IGBT短路保护电路设计

固态电源的基本任务是安全、可靠地为负载提供所需的电能。对电子设备而言,电源是其核心部件。负载除要求电源能供应高质量的输出电压外,还对供电系统的可靠性等提出更高的要求。

IGBT是一种目前被广泛使用的具有自关断能力的器件开关频率高广泛应用于各类固态电源中。但如果控制不当,它很容易损坏。一般认为IGBT损坏的主要原因有两种:一是IGBT退出饱和区而进入了放大区使得开关损耗增大;二是IGBT发生短路,产生很大的瞬态电流,从而使IGBT损坏。IGBT的保护通常采用快速自保护的办法即当故障发生时,关断IGBT驱动电路,在驱动电路中实现退饱和保护;或者当发生短路时,快速地关断IGBT。根据监测对象的不同IGBT的短路保护可分为Uge监测法或Uce监测法二者原理基本相似都是利用集电极电流IC升高时Uge或Uce也会升高这一现象。当Uge或Uce超过Ugesat或Ucesat时,就自动关断IGBT的驱动电路。由于Uge在发生故障时基本不变,而Uce的变化较大并且当退饱和发生时Uge变化也小难以掌握因而在实践中一般采用Uce监测技术来对IGBT进行保护。本文研究的IGBT保护电路,是通过对IGBT导通时的管压降Uce进行监测来实现对IGBT的保护。

采用本文介绍的IGBT短路保护电路可以实现快速保护,同时又可以节省检测短路电流所需的霍尔电流传感器,降低整个系统的成本。实践证明,该电路有比较大的实用价值,尤其是在低直流母线电压的应用场合,该电路有广阔的应用前景。该电路已经成功地应用在某型高频逆变器中。

1短路保护的工作原理

图1(a)所示为工作在PWM整流状态的H型桥式PWM变换电路(此图为正弦波正半波输入下的等效电路,上半桥的两只IGBT未画出),图1(b)为下半桥两只大功率器件的驱动信号和相关的器件波形。现以正半波工作过程为例进行分析(对于三相PWM电路,在整流、逆变工作状态或单相DC/DC工作状态下,PWM电路的分析过程及结论基本类似)。

在图1所示的电路中,在市电电源Us的正半周期,将Ug2.4所示的高频驱动信号加在下半桥两只IGBT的栅极上,得到管压降波形UT2D。其工作过程分析如下:在t1~t2时刻,受驱动信号的作用,T2、T4导通(实际上是T2导通,D4处于续流状态),在Us的作用下通过电感LS的电流增加,在T2管上形成如图1(b)中UT2D所示的按指数规律上升的管压降波形,该管压降是通态电流在IGBT导通时的体电阻上产生的压降;在t2~t3时刻,T2、T4关断,由于电感LS中有储能,因此在电感LS的作用下,二极管D2、D4续流,形成图1(b)中UT2.D的阴影部分所示的管压降波形,以此类推。分析表明,为了能够检测到IGBT导通时的管压降的值,应该将在t1~t2时刻IGBT导通时的管压降保留,而将在t2~t3时刻检测到的IGBT的管压降的值剔除,即将图1(b)中UT2.D的阴影部分所示的管压降波形剔除。由于IGBT的开关频率比较高,而且存在较大的开关噪声,因此在设计采样电路时应给予足够的考虑。

图2IGBT短路保护电路原理图

根据以上的分析可知,在正常情况下,IGBT导通时的管压降Uce(sat)的值都比较低,通常都小于器件手册给出的数据Uce(sat)的额定值。但是,如果H型桥式变换电路发生故障(如同一侧桥臂上的上下两只IGBT同时导通的“直通”现象),则这时在下管IGBT的C~E极两端将会产生比正常值大很多的管电压。若能将此故障时的管压降值快速地检测出来,就可以作为对IGBT进行保护的依据,从而对IGBT实施有效的保护。

2短路保护电路的设计

由对图1所示电路的分析,可以得到IGBT短路保护电路的原理电路图,如图2所示。在图2所示电路中IC4及其器件构成选通逻辑电路,由IC5及其器件构成滤波及放大电路,IC2及其器件构成门限比较电路,IC1及其器件构成保持电路。正常情况下,D1、D2、D3的阴极所连接的IC2D、IC2C及CD4011的输出均为高电平,IC1的输出状态不会改变。假设由于某种原因,在给T2发驱动信号的时候,H型桥式PWM变换电路的左半桥下管T2的管压降异常升高(设电平值为“高”),即T2-d端电压异常升高,则该高电平UT2-d通过R2加在D8的阴极;同时,发给T2的高电平驱动信号也加在二极管D5的阴极。对IC2C来说,其反相输入端为高电平,若该电平值大于同相输入端的门槛电平值的话,则IC2C输出为“低”。该“低”电平通过D2加在R-S触发器IC1的R输入端,使其输出端Q的输出电平翻转,向控制系统发出IGBT故障报警信号。如果是由于右半桥下管T4的管压降异常升高而引起IC2D输出为“低”,则该“低”电平通过D1加在R-S触发器IC1的R输入端,使其输出端Q的输出电平翻转,向控制系统发出IGBT故障报警信号。由IC5A和IC5C及其器件构成的滤波及放大电路将选通电路送来的描述IGBT管压降的电压信号进行预处理后,送给由IC5B构成的加法器进行运算处理。若加法器的输出电平大于由R22和R32确定的门槛电平,则会使R-S触发器IC1的R端的第三个输入端为“低”,也向控制系统发出IGBT故障报警信号。改变由R22和R32确定的门槛电平,就可以灵活地改变这第三路报警信号所代表的物理意义,从而灵活地设计保护电路。图2中的端子T4-d、T2-d,分别接在T4、T2的集电极上,T4-G、T2-G分别接IGBT器件T4、T2的驱动信号。在电路设计时应该特别注意的是,D8、D5、D9、D4必须采用快速恢复二极管。

3仿真及实验结果

当图1所示的PWM变换器工作在单相高频整流模式下,应用PSPICE仿真软件对图2所示的电路进行仿真研究,可以得到如图3所示的结果。图3所示的仿真波形相当于在图2电路中IC5B的第7脚观察到的信号波形。仿真结果表明,检测电路可以快速、有效地将PWM变换器的下管导通时的管压降检测出来。图4所示波形是实际电路工作时检测到的相关波形。图中,1#通道显示的是单相高频整流电感电流的给定波形,2#通道显示的是实际检测到的图2电路中IC5B的第7脚的工作波形。比较图3和图4可以得出,该检测电路可以快速、有效地检测出IGBT导通时的管压降,从而对IGBT实施有效的保护。

电路设计论文范文篇8

1硬件部分

1.1CC2530参数CC2530集ZigBeeRF前端、微控制器和内存为一体,CC2530采用8位MCU(8051),256kB可编程闪存和8kBRAM,并包括A/D转换器,AES-128协同处理器,定时器,32kHz晶振的睡眠模式定时器,掉电检测电路,上电复位电路和21个I/O端口,功能可以满足大部分的研发需求[7].CC2530框图如图1所示.CC2530芯片用0.18μmCMOS的制作工艺,CC2530在接收以及发送模式时,电流消耗都小于30mA和40mA,工作电流为20mA,是一款功耗低、集成度非常大的芯片[8].1.2电路结构及工作原理基于光伏太阳能电池组件的微芯片电源电路结构,如图2所示,电源电路大体用微处理器CC2530,光电耦合器,VMOS开关管T1,电阻R1、R2组成的电压采样电路,电阻R3以及电容C1构成的延时电路,3.3V稳压模块AMS1117等部分构成.额定输出电压24V的太阳能光伏电池组件,在太阳辐射能量最小可以接近0V输出,最大可以高于24V.由于AMS1117稳压模块的输入电压不能超过15V,承受不住超过15V的太阳能光伏组件直接供电.为了保证电路板的安全,在此设计中通过使用VMOS管(T1)来调整太高的直流电压,以确保AMS1117稳压模块的输入电压可以在设定范围内改变,保证AMS1117稳压模块安全稳定的工作.本设计中VMOS管T1一定要在开关状态下工作[9].同时为了提高电路的效率,通过设置VMOS管T1的输出电压为5V,从而最大限度地降低了AMS1117稳压模块的输入电压,从而减少了全部电源电路的直流能耗,使整个装置的发热也减少了很多.如图2,由R1和R2组成的分压电路连接着太阳能光伏组件输出端,用于电压采样.假设太阳能光伏组件的输出电压为US,由R1、R2组成的分压电路的输入电压设为Ui.由于Ui=US,则分压电路的输出电压Uof为:Uof=R2R1+R2Ui=R2R1+R2US(1)考虑到CC2530的A/D变换器,它的输入电压为0~1V,此设计中取样电路分压比设置为:Uof=US/30(2)由CC2530的A/D通道采集电压数据后,发送至网络协调器,该数据同时也是控制PWM占空比的依据.CC2530通过内部定时器生成PWM波然后由P0.4输出信号驱动光耦器件.因为在电路中T1的三个电极工作时的电压都高于CC2530的安全电压,所以CC2530的P0.4端口与VMOS管T1的栅极直接相连.如图2,本电路中CC2530通过光耦隔离连接到T1栅极.PWM信号通过光耦驱动VMOS管T1,在太阳能电源输出电压发生波动时,PWM信号占空比会发生变化,可以通过这个变化来调整AMS1117输入电压,包括调整VMOS管T1的输出电压,以确保AMS1117输入电压在设定的范围内变化[10].太阳能光伏电池组件突然对电路供电时,考虑到CC2530初始化要一定时间,不能立即产生PWM信号,AMS1117稳压模块突然通过太高的电压,有可能发生危险,所以增加设计了RC延时电路,以及电源电路输入端加装保险丝来减少芯片发生故障时的损失,同时CC2530在独自复位时,可能会有危险,所以在此设计中采用CC2530与RC延时电路联动复位机制.

2软件设计

本电路设计中CC2530芯片既承担了数据通信及组网的任务,还承担了控制电源输出电压的任务,程序设计十分关键.笔者在ZigBee协议的研究基础上,对CC2530通信应用程序模块、组网程序模块、电源控制模块等进行统筹设计,使通信、组网、电源管理等程序模块协同工作.鉴于此,在电源控制程序模块设计中,控制PWM的时用定时器来进行中断,就是用定时器的中断服务来生成PWM信号,保证PWM波不受其它程序的干扰.在选择CC2530定时器时,由于Time2是Mac定时器,Time1、Time3、Time4可以用,Time2不能用.此设计中用Time1定时器来产生PWM波,通过设置T1CTL0寄存器、T1CTL2寄存器、T1CTL寄存器、T1CC0H和T1CC0L寄存器、T1CC2H和T1CC2L寄存器,即可输出PWM波.在T1控制寄存器里,对应选项要设定成输出对照方式,T1CC0H和T1CC0L设定成适合的固定的数值,T1CC2L与T1CC2H的数值就由A/D变换器得出的值来确定,以上过程流程如图3.由图3可知,PWM波占空比是通过A/D变换得出的结果来调节的.此设计中,PWM波的周期是通过T1CC0确定的,T1CC2来确定占空比.

3实验结果分析

基于太阳能光伏组件的微芯片电源电路,其输入的直流电源来源于太阳能光伏电源组件,当太阳能光伏电源组件输出直流电压US发生变化时,这个电源电路各主要测试点的电压波动情况从图4可看出.当太阳能光伏电池组件输出电压US较大幅度变化时,电源电路VMOS管T1的源极测试点电压Uo变化幅度明显减小,特别是当US大于10V以上时,Uo升高的幅度较小,且US与Uo之间的电压差会变得越来越大,而CC2530的电源正极电压U3.3非常稳定,但是当US降低到低于8V时,Uo明显下降,US与Uo之间的电压差越来越小,同时CC2530正极电源电压U3.3开始下降,低于3.3V,CC2530芯片工作状态受到影响,工作出现不稳定.由此可见,太阳能光伏电源组件的直流输出电压不能低于8V.

4结语

本文中CC2530的功能被充分的使用了,元器件减少了很多,使得成本大大降低,而且效率提高了.分析实验所得的数据可知,实验结论基本可以满足设定的指标的和功能的需求.但是,在实验中也发现了一些问题,PWM功能启用会对CC2530转换数据以及转发数据有些许影响,但由于该设计是专采集和转发太阳能光伏电源组件相关参数的,对芯片的工作速度需求不是很高,因此该设计的目的完全能够达到.另外在其它领域,只要对采集数据和转发数据的效率要求不是很高,都是可以应用的.

参考文献:

[1]董挺挺,沙超,王汝传.基于CC2420的无线传感器网络节点的设计[J].电子工程师,2007(4):67-70.

[2]孙延明,刘志远,蔡春丽,等.低功耗无线传感器网络节点的设计[J].微计算机应用,2009,30(2):21-26.

[3]刘锋,徐金梧,阳建宏,等.新型无线传感器网络节点供电方案[J].传感器与微系统,2011,30(3):57-59.

[4]李文彬,庞帅,阚江明.森林监测无线传感器网络自供电技术研究进展[J].森林工程,2015,32(5):56-61.

[5]TANYK,PANDASK.Energyharvestingfromhybridindoorambientlightandthermalenergysourcesforenhancedperformanceofwirelesssensornodes[J].IEEETransIndElectron,2011,58(9):4424-4435.

[6]NASIRIA,ZABALAWISA,MANDICG.Indoorpowerharvestingusingphotovoltaiccellsforlow-powerapplications[J].IEEETransIndElectron,2009,56(11):4502-4509.

[7]王小强,欧阳骏,纪爱国.无线传感器网络节点太阳能供电系统设计[J].单片机与嵌入式系统应用,2012,13(3):56-58.

[8]王战备.基于太阳能的无线传感器网络节点供电系统设计[J].渭南师范学院学报,2013,28(12):64-68.

[9]张永梅,杨冲,马礼,等.一种低功耗的无线传感器网络节点设计方法[J].计算机工程,2012,38(3):71-73.

电路设计论文范文篇9

1)实际导通时栅极偏压一般选12~15V为宜;而栅极负偏置电压可使IGBT可靠关断,一般负偏置电压选-5V为宜。在实际应用中为防止栅极驱动电路出现高压尖峰,最好在栅射之间并接两只反向串联的稳压二极管。

2)考虑到开通期间内部MOSFET产生Mill-er效应,要用大电流驱动源对栅极的输入电容进行快速充放电,以保证驱动信号有足够陡峭的上升、下降沿,加快开关速度,从而使IGBT的开关损耗尽量小。

3)选择合适的栅极串联电阻(一般为10Ω左右)和合适的栅射并联电阻(一般为数百欧姆),以保证动态驱动效果和防静电效果。根据以上要求,可设计出如图1所示的半桥LC串联谐振充电电源的IGBT驱动电路原理图。考虑到多数芯片难以承受20V及以上的电源电压,所以驱动电源Vo采用18V。二极管V79将其拆分为+12.9V和-5.1V,前者是维持IGBT导通的电压,后者用于IGBT关断的负电压保护。光耦TLP350将PWM弱电信号传输给驱动电路且实现了电气隔离,而驱动器TC4422A可为IGBT模块提供较高开关频率下的动态大电流开关信号,其输出端口串联的电容C65可以进一步加快开关速度。应注意一个IGBT模块有两个相同单管,所以实际需要两路不共地的18V稳压电源;另外IGBT栅射极之间的510Ω并联电阻应该直接焊装在其管脚上(未在图中画出),而且最好在管脚上并联焊装一个1N4733和1N4744(反向串联)稳压二极管,以保护IGBT的栅极。

2实验结果及分析

在变换器的LC输出端接入两个2W/200Ω的电阻进行静态测试。实验中使用的仪器为:Agi-lent54833A型示波器,10073D低压探头。示波器置于AC档对输出电压纹波进行观测,波形如图5所示。由实验结果看,输出纹波可以基本保持在±10mV以内,满足设计要求。此后对反激变换器电路板与IGBT模块驱动电路板进行对接联调。观察了IGBT栅极的驱动信号波形。由实验结果看,IGBT在开通时驱动电压接近13V,而在其关断时间内电压接近5V。这主要是电路中的光耦和大电流驱动器本身内部的晶体管对驱动电压有所消耗(即管压降)造成的,故不可能完全达到18V供电电源的水平。

3结论

电路设计论文范文篇10

对于正常人来说,心脏的兴奋主要是通过这样几个步骤完成的,首先是窦心房产生兴奋,然后经过一定的时间和相关的图形,将兴奋传递给心室和心房,这样就可以导致心脏兴奋,所以,按照上述过程,心脏跳动的完整周期应该是包含一定的规律的,不仅仅是在次序以及时间上有规律,而且在电传播的途径与方向上都是有规律的。对于人体而言,生物电的变化终究会使得身体的各个部分随着心跳的变化而发生很有节律的电变化,毕竟整个电变化的过程要随着心脏的跳动并通过体液反映到我们的身体上,也就是说从我们身体表面来看,只要距离不是太近,不管具体的数值有多小,任意两个存在一定距离的点之间一定是会有电位差存在,那么身体表面上不同的点其电位也是客观存在的,但是毕竟由于心脏是处于不断跳动的过程中,那么电位的分布就不可能是一成不变的,这种电位的分布要随着心脏跳动导致的电活动而不断的变化,所以电位差也不能是一个常数,必然是一种随着心脏跳动而变化的周期性变化曲线。在医学治疗的过程中,我们经常会见到将几个电极放到人身体的相应位置,通过对心脏跳动时产生的电变化进行记录,这样产生的图形就是我们非常熟悉的常规心电图(用ECG表示)。医生可以通过观察心电图从而获得患者的心脏的部分机能,对心脏有一定病变的患者来说,其心电图一定和正常人会有所不同,从这个角度来看,心电图对心脏疾病的初期诊断就有非常重要的作用,也是目前为止初步诊断心脏病的非常重要的手段,尤其是患者患有心律失常和心肌梗塞等常见心脏疾病,都可以通过心电图进行初步诊断。一个完整的心电图包含如下几个主要的特征波形:P波,P-R间期,QRS波群,S-T段,T波,Q-T间期,U波,每个波形代表了不同的意义。经过对原始的电信号进行一定的调理以后,可以设计出图2所示的原理图,从图中可知,采集到的胎儿的心电图毕竟信号非常的微弱,而且还容易收到母体的干扰,所以必须要先经过一次放大的操作,然后为了进一步减少各种噪声因素的影响,将此信号通过高通滤波器去除掉所有的低频分量和直流分量,再经过进一步的放大,此时再次放大的作用就是为了满足进行模数转换的时候对信号幅度的要求,将此信号通过低通滤波器滤除掉高频的分量,由于仪器设备使用的交流电频率一般都是50HZ,为了消除这个频率的干扰,特别的设计了两个50HZ的双T可调陷波器,为了进一步的提高数据采集的精度,又设计了右腿驱动电路,这样就可以保证利用相关的激励降低相关的交流干扰,比如说人体本身的内阻、皮肤的电阻等各种各样可能产生的干扰,对医护人员的要求也降低了许多,至少在操作上要简单了很多。

2胎儿心电信号调理电路设计

为了进一步的提高胎儿心电图仪系统数据采集的精度,又设计了右腿驱动电路,这样就可以保证利用相关的激励降低相关的交流干扰,比如说人体本身的内阻、皮肤的电阻等各种各样可能产生的干扰,对医护人员的要求也降低了许多,至少在操作上要简单了很多。

3右腿驱动电路

总体来看人体毕竟是导体,那就意味着人和电源线以及任何大地之间分别存在着两个电容CP和CB,必然会导致50HZ的工频干扰会耦合到人体当中,而且放大电路部分和大地之间当然也会存在电容CS,所以说人体内流过的偏置电流就会使得人和大地之间存在这电势Vp,心电检测时两个用来提取信号的电极和皮肤之间也存在着两个未必完全相等的电阻,用Re1和Re2表示,这两个电阻一般来看阻值可能有几十千欧姆,特殊情况下可以达到几百千欧姆,这样就会将上文所述的Vp变成了两个部分Vcm和Vim,前者表示的是人体与放大器之间的共模电压,或者表示的是放大器和大地产生的差模电压。前置放大电路U1,U2的两个输出端(TLC2652的6脚),通过阻值相等的两个电阻R56和R57取出共模电压,送入如图3所示的右腿驱动电路,该电路由U20及C78和R59组成。检出的共模信号经过U20将其倒相,放大并反馈到人体上。这是个负反馈,促使共模电压降低。人体的位移电流不流到地,而是流到运放的输出端。采用右腿驱动电路后,可将50Hz的共模干扰电压降低到1%以下。就心电放大器来说,这样就减小了共模电压的拾取,并且有效地使病人接地。同时可有效的减少屏蔽层和信号线间分布电容的影响。为达到A/D转换器所需信号幅度,经由前置放大器放大后的信号,由后级放大电路进一步放大及滤波。