电路设计论文范文

导语：如何才能写好一篇电路设计论文，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公文云整理的十篇范文，供你借鉴。

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在学生愿意主动来到课堂学习的前提下，吸引学生的学习兴趣更为重要。为了可以让学生兴趣盎然地参与到教学过程中来，教师在能讲述知识的前提下，还要能激发学生的学习动机，唤起学生的求知欲望。在这方面，教师可以结合实际应用，讲述一些射频集成电路在日常生活中的应用。比如，美国半导体产业协会（SIA）总裁兼执行长BrianToohey曾指出：“从物联网、智能汽车、智能家居等市场都可以看出，半导体普遍出现在每一种产品类型中，而且正变得无处不在。”仅仅在我们每天使用的智能手机中就包含RF收发器、功率放大器、天线开关模块、前端模块、双工器、滤波器及合成器等关键射频元件。而且有报告指出，2011年这些射频器件的市场规模为36亿美元，预计2011~2015年的年复合增长率为5.6%，到2016年主要的射频器件市场将达47亿美元。此外，目前应用比较广泛的WiFi及物联网都与射频集成电路有着密切的关系。这些切实应用由于与学生的生活以及将来的就业息息相关，因此，相关内容的讲述能够有效地激发学生的学习热情。

二、如何让学生成为课堂的主人

“以教师为中心”“以灌输为主要形式”的传统教学方式已经无法适应新时代的需求。如果教师仅根据教材对内容进行枯燥的讲解，无法抓住学生的注意力，学生很容易溜号，影响课堂教学质量。因此可以通过引进研究型教学模式、师生互动来活跃课堂气氛。所谓“研究型教学模式”即将教师由知识的传授者转变为学习的指导者，将学生由被动的学习转变为主动的学习。如何使学生成为课堂的主人，在教学实践中发现培养学生的问题意识是课堂教学的有效手段，教师可以通过创设开放的问题情景，引导学生进入主动探求知识的过程，使学生围绕某类主体调查搜索、加工、处理应用相关信息，回答或解决现实问题。比如，以射频技术在物联网中的应用为开放课题，学生通过查资料，分析整理，更深刻体会了射频技术在智能家居、交通物流、儿童防盗等方面的应用，使学生在学习过程中主动把“自我”融入到课程中，敢于承担责任，善于解决问题。

三、让学生走上讲台

学生是课堂的主人，因此，可以改变以往教师在讲台上讲、学生坐在下面听的传统教学模式。让学生走上讲台可以将传统的讲授方式转换为专题研讨的教学模式。教师可以提前布置专题内容，如射频器件模型、射频电路设计、射频技术发展、射频技术的应用及未来发展趋势等。有个专题内容作为核心，学生可以在老师的指导下通过检索资料，组织分析资料，最终走上讲台向老师和其他学生讲述相关的内容。通过几年的实践，发现这样可以增加学生学习的主动性和自觉性、同时也能使学生对相关的问题发表各自的观点，形成对问题各抒己见、取长补短的研讨学习方式，大大拓宽学生的知识面以及综合表述能力。

四、通过实践教学加深理解理论教学内容

理论教学是掌握一门技术的基础，但实践教学也是必不可少的。学生在掌握一定的基础理论的同时，须要通过设计实践来强化巩固。实践教学的引入，不仅能够加深学生对理论知识的深入理解，洞悉细节，提高学生的动手能力，还可以培养学生创新思维及科研能力。因此，教师可以通过设置几个开放的课程设计内容来让学生主动研究探索。在本课程的教学中，本人已经有计划地进行了实践教学活动，例如，在实践教学中，曾经给学生布置了“用于GPS的低噪放电路设计”的实践设计。在该设计过程中，学生须要深入理解多方面知识，比如明确GPS的频段、确定低噪放的电路结构，并有效评估电路性能等。为了课程设计的顺利进行，学生须要进行查阅分析资料、软件安装、软件学习、电路设计、课程论文撰写等几个环节的分析设计工作，并最终在实践中系统深刻地理解掌握课程的理论内容，为以后的工作及深造打下坚实的基础。

五、鼓励学生参与科研项目

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以往的拥挤度估计方法分为两类：边界框方法和总体布线方法。由于布线模型没有确定，边界框方法是一种粗略的估计方法。总体布线是一种基于拓扑结构的方法，通常是L型布线或Z型布线。本文采用总体布线的方法来进行拥挤度的估计，模块的边的移动通过总体布线来控制。

2拥挤度驱动的模块边的移动

2.1确定布局区域的大小

改变布局区域的大小的目的是使其能够满足布线需求。首先，将整块电路板划分成m×n个布局区域，用Bij代表每个布局区域，i代表行（i=1…m），j代表列（j=1…n）。如图3所示，xij和xij+1分别代表布局区域Bij的左边和右边，yij和yij+1分别代表布局区域Bij的上边和下边。uijl、uijr、uijt和uijb分别代表通过总体布线得到的布局区域左边、右边、上边和下边布线的数量。H、W、hTile和wTile分别代表电路板的高度、宽度、布局区域原始高度和原始宽度。（1）布通率约束。布线的容量与布局区域边的长度相关联，理想情况下，如果布局区域的边足够大，布线时就不会产生重叠。在布通率约束公式中，用xi,j+1-xij代表布局区域Bij的宽度，用f1（u）表示容纳下u条线所需要的长度，u是通过总体布线得出的。（2）面积约束。此约束是用来确保布局区域可以容纳下其中的所有单元，如果没有此约束，假设布局区域的高是固定的，当布局区域的边不拥挤时，在X方向布局区域内的单元就会产生大量的重叠。（3）移动约束。算法输入的结果是一个已经合法化的布局，所以优化过程有必要不过多的影响原有布局结果，因此需要设置移动约束来限制边的移动。在公式中，C代表边移动的限度，设定C的大小为布局区域宽度的一半。（4）电路板大小约束。最后设定电路板约束来限制边在移动时不要超出电路板之外，保证结果的合理性。

2.2基于最长路径的解决方法

快速有效的解决拥挤问题的方法是基于最长路径技术。为了计算最长路径，需要建立一个有向无环图G（V，E），对于每一条布局区域边Xij用顶点Vij来代替，对于每一种不同的约束这里用有向边来代替，用边Er代替布通率约束，用边Ea代替面积约束，用边Em代替移动约束，就可以找到从左至右最长的一条路径，如图4所示。因为在两个顶点之间有三种约束，所以采用以下的方法计算出两点间的最长路径。其步骤如下：（1）按照布通率约束移动边的时候，边同时受到面积约束和移动约束，如果布通率约束得出的值同时满足面积约束和移动约束，此时就将两点间的距离设置为经布通率约束得出的值（||Er||）。（2）如果得到的值仅满足移动约束而不满足面积约束，此时将两点间的距离设置为有面积约束得到的值（||Ea||）。（3）如果经布通率计算得到的值满足面积约束而不满足移动约束，此时将两点间的距离设置为有移动约束得到的值（||Em||）。（4）如果由布通率计算得到的值对于其他两种约束都不满足，此时先将两点间的距离设置为由移动约束计算得到的值（||Em||），如果同时也满足面积约束，则此值被确定下来，如果不满足面积约束，两点间的距离设置为由面积约束计算得到的值（||Ea||）。基于以上的理论，可以计算出任意两点间的距离，最终确定出一行的长度：（L=Σ||E||）。选出所有行中最长的一行为最长路径（LP）。如果该长度大于电路板的宽度（LP>W），需要压缩此长度使其在电路板之内。因为两点间的距离有三种可能的值，定义经布通率约束和移动约束得到的值（||Er||）、（||Em||）为可压缩值，经面积约束计算得到的值（||Ea||）为不可压缩值。通过定义，将所有（||Er||）、（||Em||）乘以压缩比例s（s=W/(LP-||Ea||）），就得到了满足所有条件的结果。经过上述操作，所有单元会整体向左偏移，并挤压在原本不拥挤的区域，如图5所示。为了避免这种情况，设布局区域边未移动时的坐标为Xi，j，经过从左至右的最长路径操作后得到的坐标为Xli，j，然后将原本输入的需要移动。根据布局区域改变前单元到区域左边和区域右边的比例确定新单元的位置，如图6所示，L1/R1=L2/R2。

3实验验证

实验验证是在一台CPU为2.4GHzIntelXeon，内存4G的机器上完成，采用的ISPD2011比赛实例。选取的7个比赛实例以及由清华大学、国立交通大学、密歇根大学处理的结果，用总体布线工具NCTURouter2.0[11]确定估计的拥挤信息和评估实验结果，对各院校比赛得出的布局结果进行处理优化。实验结果统计在表1中，前缀如SC代表清华大学，VDA代表国立交通大学，simpl代表密歇根大学，后接的如superblue4为比赛中的实例名称，组合在一起表示各大学对不同实例处理的结果。通过数据得出经过优化处理之后的结果在布线线长、布线重叠度、布线时间上都有很好的优化，特别是经清华大学处理的实例superblue4，提高极为明显，由国立交通大学大学处理的结果也有很大的提高。

4结论

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信号处理电路本身也存在于低电压手持心电的前置信号放大结构中，其主要为手持心电的电极拾取饰件发出的信号进行接受以及处理和分辨等工作，同时有效的对心脏跳动的信号进行增益，对相关杂乱信号进行降噪处理。具体来讲，信号处理电路首先需要针对自身的抗极化电压进行设计，保证抗极化电压能够有效满足信号放大的要求，保证信号处理电路能够在满足信号增益的过程中满足低电压手持心电的正常工作情况，其具体的抗极化电压以及电路设置的增益情况应该根据实际情况进行选择和调整。一般抗极化电压设置为500mV；其次信号处理电路的设计需要保证电路的频率不会对心脏跳动信号的频率采集工作造成一定的影响，具有相应的杂频降噪功能，使用输入缓冲电路中的高精度运算放大器就能够有效的完成这一工作。同时注意好信号处理电路的失调电压设置工作，保证失调电压不会出现饱和情况，常规下信号处理电路的失调电压设置的最大线路为0.55mV。

2右腿驱动电路设计工作

右腿驱动电路的作用更多的是在低电压手持心电的运转过程中消除手持心电自身工作频率对心脏频率信号采集工作的干扰，使低电压手持心电在运转过程中能够提供更小的电能消耗以及拥有更小的输出摆幅。具体来讲，右腿驱动电路的设计应该保证手持心电电压最大的输出范围部队对手持心电的功能发挥造成影响，保证其在60uA的静态工作电流下仍然能够有效的发挥手持心电的具体功能作用。

3起搏脉冲检测电路设计工作

起搏脉冲检测电路的功能主要是对低电压手持心电中起搏脉冲信号的收集以及检测再到最终与A/D转换器的信号交换工作提供相应的电能，因此起搏脉冲检测电路的设计工作对于低电压手持心电的具体工作没有较大影响，只要注意到发挥其降低手持心电的功率消耗以及电能成本的优点就行。

4电源电路的设计工作

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当电缆没有开路、错位质量故障时，A0～A31端的电缆等效电阻RT≤7000mΩ时，对A0～A31端分别取样进行精密测量。在综合考虑IC100～IC131输入端低电平应≤0.7V和图2中运算放大器输入灵敏度兼容情况下，取恒流源IS的输出电流为10±0.5mA，Re0～Re31＝33Ω±5%，Vces≤0.1±0.05V。因此可以计算出VA采样取值范围是0.353～0.566V，VB的采样取值范围是0.348～0.384V。为此图2中选用OPA335运算放大器，其输入电压范围是0～3V（单电源供电时），最大输入失调电压为5μV。图2中运算放大器输出电压V0～V31可由式（4）计算。由于OPA335的最大输入失调电流是70pA，在设计中控制最大输入电流在0.1～1mA之间，选择RA＝RB＝2kΩ±5%，R1＝RF＝33kΩ±5%，电压增益为16.5，输出电压范围0～3.6V。

2测量分析电路设计

A/D转换与分析电路设计在图3中，A/D转换电路ADC0809的输入端IN0~IN7分别与图2中运算放大器的输出端V0～V7连接，将模拟信号转化为8位数字输出信号，并传送给单片机的D0～D7端口，由单片机进行分析运算。路模拟输出信号共需要4块ADC0809电路进行模数转换。单片机P0.0～P0.7端口接收ADC0809输出的8位数字信号后进行分析。

3电缆等效电阻检测程序设计

3.1标准等效电阻值确定

端子压接后电缆等效电阻的标准值因电缆长度不同而有差异。可采用预先设定标准值和自动确定标准值两种方法。对线径为0.4mm的铜芯线电缆，预先设置标准值RT标准可按照式（5）进行计算：RT标准=75+148•L（5）其中，L是电缆长度，单位为m；RT标准的单位是mΩ。自动确定标准值方法是以正常工艺在质量稳定情况下，将首根检验的压接端子的电缆作为样品，对32个芯线等效电阻进行自动检测对比，选取其中的最小值，然后乘以系数1.05作为标准值。

3.2自动设定标准值程序设计

标准等效电阻值存放于I2C存储器AT24C08中。检测程序设计多路通信电缆端子精密检测的主程序流程图如图5所示。以下为采集的主要函数，假设通道数为36路。

4批量检测结果分析

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1.1ARM处理部分

针对ARM内核的高速可顺序执行特性，更适合处理复杂协议信息。ARM处理部分在设计中主要负责协议层处理工作，包括通信信息、人机交互设定、系统工作参数监测、报警数据设定、监测以及系统数据分析处理等多方面的工作，整体采用抢占式进行多任务分配，提高CPU利用率以及系统鲁棒性。

1.2FPGA控制部分

总体来看，FPGA主要负责硬件设备底层驱动的读写，作为ARM的一个外部扩展RAM进行外设数据交换，所有FPGA采集、输出的数据均可通过ARM的可变静态存储控制器(FlexibleStaticMemoryController，FSMC)总线读写。在设计中运用FPGA独特的可多任务并行执行的特性，FPGA控制部分主要负责外部通信模式的选择；外部模拟信号的采集、输出温度的控制、时钟同步、时钟移相、数码管计数显示等多项功能的处理。在外部模拟量、氢原子钟内炉温度采集部分，由FPGA内部硬件采用状态机形式通过两片AD7490D对外部32路模拟量采集，并直接用模数转换器进行控制处理；另一个状态机通过热敏电阻对内炉顶，上，底等三部分温度进行采集；在温度输出控制部分，通过三路PWM控制方式，以外部温控器作为驱动信号，调节加热功率。在模数转换部分由专用基准电压芯片REF192产生参考电压，温度转换经过带有前置运算放大器（Operationalamplifier，OP）的模数转换器进行采样，并同时具有抑制50Hz抑制功能，以抵消测量中所产生的工频干扰。在通信电路的设计部分由FPGA来选择所采用的通信方式，其中串口通信采用隔离式电平变换芯片，避免电平不兼容或是不同设备间的静电释放（Electro-Staticdischarge，ESD）所带来的放电损坏；以太网部分采用专用以太网接口模块，可同时兼容TCP/IPv4、用户数据报协议（UserDatagramProtocol，UDP）等。

1.串口通信接口的电路设计

原本的串口通信设计为了满足两路串口通信的技术指标，采用AT89C52结合通用同步异步接收发送器8251A实现双串口的扩展。本文采用ADM3251E[3]来解决多路串口的通信功能。ADM3251E是一款高速、2.5kV完全隔离、单通道RS-232/V.28收发器、具有isoPower隔离电源的双通道数字隔离器，设计中无需使用单独的隔离DC-DC转换器。由于RIN和TOUT引脚提供高压ESD保护，因此该器件非常适合在恶劣的电气环境中工作，或频繁插拔RS-232电缆的场合。ADM3251E采用ADI公司的芯片级变压器iCoupler技术，能够同时用于隔离逻辑信号和集成式DC-DC转换器，因此该器件可提供整体隔离解决方案。

2.ADC模拟量采样电路设计改进

原本的ADC采样电路使用两片ADC0816。ADC0816是逐次比较式16路8位A/D转换器，其内部包含有一个8位A/D转换器和16路的单端模拟信号多路转换开关，转换精度为1/2LSB，转换时间为100us（时钟频率为640KHz）。改进设计中采用AD7490，它是一款12位高速、低功耗逐次逼近型ADC。同时AD7490采用单电源工作，电源电压为2.7V至5.25V，最高吞吐量可达1MSPS；其内置一个低噪声、宽带宽采样/保持放大器，可处理1MHz以上的输入频率；转换过程和数据采集过程通过CS和串行时钟进行控制，从而为器件与微处理器接口创造了条件。

3.温度控制部分的设计改进

温度对于氢原子钟来说是个很重要的因素，温度控制不好会引起氢原子钟稳定度变差；温度失控会直接导致氢原子钟没有中频信号输出。因此在温度控制的设计中首先要做到可靠、稳定。原先的温度控制系统采用模拟控制多块电路板各温度区域独立控制模式，其缺点是变容二极管参数数值不在正常工作范围内之后，需要人为调整电路板的电位器，即通过人为改变电阻的模式来达到调整温度的目的。在数字化智能温控设计中采用AD7792[4]，AD7792具有两个高精度的可编程恒流激励源，内置有可编程的仪表放大器，可以对不同的输入信号选择相对应的放大倍数，实现信号的匹配。它内置16位ADC，采用SPI串行接口，容易实现光耦隔离，有三路差分模拟输入，可以满足设计中分别对内炉顶，上，底三部分温度进行采集的设计要求。AD7792为适应高精度测量应用的低功耗、低噪声、完整模拟前端，内置一个低噪声、带有三个差分模拟输入的16位Σ-Δ型ADC。它还集成了片内低噪声仪表放大器，因而可直接输入小信号；内置一个精密低噪声、低漂移内部带隙基准电压源，而且也可采用一个外部差分基准电压。图2中所示CHAN表示温度区域，其中CH1代表内炉顶，CH2代表内炉上，CH3代表内炉底；ACTU代表采样温度数值，SET代表设定温度数值，OUT代表了输出功率的大小。

4.移相同步精度设计改进

传统控制板同步精度为100ns±逻辑门延时（约几个ns），移相分辨率为0.1us。经过设计改进后，采用独特的先倍频后同步技术，可大大提高移相同步分辨率。在本次应用中，先对外部输入的10MHz方波信号，经过FPGA内部的锁相环（PhaseLockedLoop，PLL）的配置进行零度移相五倍频，得到和输入信号零相位差的50MHz信号。上一幅为10MHz信号波形，下一幅为倍频后的50MHz方波信号波形。

5.DDS电路设计部分

之前控制板在综合器设计输出时，采用AT89C52驱动三片74LS595串入并出输出6位8421码共24位数据信息经25芯弯角插座（DR-25）将数据传输至接收机控制板，再由CPLD处理后输出所需的频率信号。而目前设计中选取AD9956[5]，使用直接数字式频率合成器（DirectDigitalSynthesizer，DDS）技术直接从监控板输出所需的频率信号，AD9956是由美国AnalogDevice公司推出的高性能的DDS芯片，提供速度高达400MHz的内部时钟，可合成频率高达160MHz，支持2.7GHz的时钟输入(可选2，4或8分频)、内部集成14位的D／A转换器，具备快速频率转换、精细频率分辨率和低相位噪声输出的性能，适用于快速跳频频率合成器的设计，本设计DDS输出频率信号可以根据键盘键入的频率值不同而输出不同的频率值。

6.存储器设计改进

氢原子钟必需具有对时间以及对所监测数据实时保存的功能。然而外部存储器的选择也是多种多样的，目前应用最多的仍是SRAM、EEPROM及NVRAM这三种方案。我们目前使用的存储器就是采用SRAM加后备电池的模式，型号62256，它是组织结构为32K*8位字长的高性能CMOS静态RAM。在设备掉电的情况下，存储数据易丢失。同时SRAM加后备电池的方法增加了硬件设计的复杂性，降低了系统的可靠性；EEPROM方式可擦写次数较少(约10万次)，且写操作时间较长(约10ms)；而NVRAM的价格问题又限制了它的普遍应用。因此越来越多的设计者将目光投向了新型的非易失性铁电存储器(FRAM)。铁电存储器具有以下几个优点：可以总线速度写入数据，而且在写入后不需要任何延时等待；有近乎无限次擦写寿命；数据保持45年不丢失；具有较低的功耗。设计中采用的FM25L16是串行FRAM。其内部存储结构形式为2k×8位，地址范围为0000H~07FFH，FM25L16支持SPI方式0和方式3。具有先进的写保护设计，包括硬件保护和软件保护双重保护功能。FM25L16的数据读写速度能达到18MHz，可与当前高速的RAM相媲美。结束语从设计的测试结果来看，全新的设计模式对电路的性能，可靠性，稳定性等多方面都有很大的提高，具体表现如下所示：

（1）设计中采用AD7490替代ADC0816，从而使得ADC精度提高8bit升级到12bit，精度提高了16倍，并且无需经过外接模拟开关，减少了信号经过多个模拟芯片引起误差。

（2）温度控制系统采用全数字化设计模式，提高测量精度，降低干扰，可避免处理运放电路所造成的对温度飘移的影响以及多级模拟带来的累计误差，最重要的一点就是不用再人为的通过改变电阻模式来达到调整温度的目的。

（3）综合器设计部分采用DDS处理技术，直接从监控板输出所需频率信号，从而大大减少设计中潜在的故障点，大大提高了设计的可靠性，稳定性。

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控制电路可靠性的高低和使用的元器件关系很大，并不是越贵越好，应该根据使用环境去选择最合适的元器件[6]。在一般情况下，以保证控制电路的基本功能为前提，可以按照以下几点要求设计。1）尽可能选用数字元器件，少用或者不用模拟器件；多选用集成度较高的器件，少用集成度较低的器件；尽量使用功耗小的元器件。2）尽量选用质量等级高的器件，将继电器、开关等器件的使用数量降至最低。3）选用无源器件，尽量少使用有源器件。5）应该根据介质损耗、频率、耐压、容量变化以及温度系数等指标选择电容。少用铝电解电容器；6）不选用未经设计定型的新研元器件、已停产或将要停产的电子元器件。7）在确定合适的器件后，在使用时应符合降额设计的要求，不同的器件，降额的方法是不同的[7]。基本方法如下：①电阻的降额方法是降低功率比；②电容是降低工作电压；③半导体器件的降额方法是降低工作功耗；④数字集成电路则通过降低周围环境温度和电负荷来降额。

2电路可靠性设计

2.1电源保护电路设计

场监雷达控制电路的供电电源可能传输距离较远，为了减少线路上的衰减，应采用较大电压（12V以上）的直流电源输入，同时在控制电路的电源输入点进行相应的保护设计，如图2所示。因为12V电压较大，防止出现短路时对电路造成较大伤害，故在输入端串联自恢复保险丝。控制电路一般需要5V和3.3V的电源品种，所以采用LDO器件进行电压转换。因为5V电压会输出到其他接口，在极限情况下会因为外界的影响导致电压出现波动，而添加稳压二极管2CW5232可以对电路起到保护作用。稳压二极管工作于反向击穿区，当稳压二权管两端的反向电压在—定范围内变化时，反向电流很小。当反向电压增高到击穿电压时，流过稳压管的反向电流突然剧增，稳压管反向击穿。此后，电流虽然在很大范围内变化，但稳压管两端的电压变化很小。利用这一特性，稳压管在电路中能起稳压作用。稳压管与一般二极管不一样，它的反向击穿是可逆的，当去掉反向电压之后，稳压管又恢复正常。在该电路中，采用了双电容串联设计，因为电容损坏后的失效模型大多表现为短路，当电容损坏后，另一电容仍然可以起到滤波的作用。

2.2输入信号的隔离设计

控制电路为了避免被监测部件对自身的影响，对输入信号均采用光耦进行隔离，如图3所示。在信号输入端，为了对自身进行保护，利用二极管的单向导电性，对输入电平进行了限位设计。如图4所示。二极管具有正向导通，反向截止的特性，利用这种特性，对输入端的电平进行限位。当正常工作的时候，两个二极管都处于截止状态，当电压不再正常范围内时，其中一路二极管会导通，将电平拉到正常范围内，可对板内的器件起到保护作用。

2.3控制信号的冗余设计

控制电路负责雷达的天线转动，发射开关机等关键控制，误操作会带来严重的后果，所以可靠性显得尤为重要，根据二极管的PN结较大，不易被击穿的特点，采用二极管来实现输出信号的冗余设计，具体设计如图5所示。从FPGA的两个引脚中输出同一信号，经过驱动后，分别通过两个二极管后并联在一起，通过一个下拉电阻（等效阻值为10kΩ）后，输出给被控制件，具体分析如下：1）正常工作时，双路同时输出到一点，因为二极管的单向导电性，从最大程度上阻止了输出端的电流倒灌，保护了接口芯片；2）当并联输出的两路，任何一路发生断路时，二极管的正向压降不足以使二极管导通，则该路的二极管一直处于截止状态，同时，另外一路可正常工作。3）当并联的两路任何一路发生短路时，并且为低电平时，该路的二极管的正向压降不足以使二极管导通，则该路的二极管一直处于截止状态，同时，另外一路可正常工作。4）当并联的两路任何一路发生短路时，并且为高电平时，该路的二极管一直处于导通状态，输出恒为高，造成的结果就是机箱监控一上电，该路的输出电平恒为高，此时会出现故障。在这种情况下，可通过回读到FPGA里的信号判断出哪路发生故障，并对相应故障路的buffer器件使能信号进行自动关闭，同时另外一路可以进行正常的控制。5）综上所述，本电路只有在两路同时故障时，输出才会表现为故障，相对于单路输出控制电路，实现了热冗余设计，可靠性大大提升。

3结束语

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1.1TEC工作原理

半导体制冷器（TEC）是以帕尔贴效应为基础研制而成，其最基础的元件是利用一只P型半导体和一只N型半导体连成的热电偶。当通电后在两个接头处就会产生温差，电流从N流向P，形成制冷面；电流从P流向N，形成制热面。若干组热电偶对串联就构成了一个简单的半导体制冷器。在制冷面或制热面增加一个热交换器就可以完成半导体制冷器与外界环境的能量交换。

1.2半导体激光器温控电路设计

1.2.1半导体激光温控电路原理

高稳半导体激光器一般都有内置半导体热电制冷器（TEC）和温度传感器等相关的温控元件来保证激光器管芯温度可控。半导体激光器内置温控系统基本工作原理如图1所示。将温度传感器（常用负温度系数的热敏电阻）与激光器管芯安置在同一热沉上，起到实时监测激光管芯温度的作用。在常温25℃时（在25℃时激光器的整体性能最为优良），通过调节由R1和R2组成的电阻网络可以设定比较器的参考电压值，在这里称之为基准电压。以25℃为参照，若LD管芯温度相对升高，则热敏电阻的阻值变小，比较器的负输入端电压相对变小，输出电压也随着变化。TEC驱动源将驱使电流从N型半导体流向P型半导体形成制冷面，实现对LD管芯进行制冷。若LD管芯温度相对降低，则热敏电阻的阻值变大，比较器的输入电压相对变大，输出电压也随着变化，TEC驱动源将驱使电流从P型半导体流向N型半导体，形成制热面，实现对LD管芯制热。

1.2.2TEC驱动源类型

半导体激光器的温度控制系统需要满足温度控制精度高、响应速度快且稳定性高的要求，同时要能实现制冷和制热双向控制，以适应外界温度变化和半导体激光器本身工作条件变化。一般情况下，TEC驱动源按驱动工作模式可以分为线性工作模式和脉宽调制工作模式（PWM）两种类型。TEC驱动源线性工作原理：通过控制三极管的开关状态可以控制驱动TEC的电流大小和方向，这种驱动方式的效率一般低于50%，需要为三极管提供良好的导热通道，且有控温“死区”。但这种模式有噪声低和可靠性高等优点。TEC驱动源脉宽调制（PWM）工作原理：在PWM方式下，三极管工作在饱和状态，而不是线性区域，只有当需要向负载供电时才导通。电路通过4个三极管来控制电流的方向和大小，电路结构呈H桥型。PWM方法可以有效地提高效率和降低功率部件的热量，工作效率一般大于80%，能实现无“死区”温控。但这种模式有着噪声高和可靠性低等缺点。两种驱动源在实际使用中各有利弊，具体采用何种驱动方式需要根据实际情况来最终确定。

2航天高稳激光源温控电路设计方案

2.1MAX1968功能及其特点

MAX1968是MAXIM公司研制生产的一款高度集成具有纹波噪声抑制功能的脉宽调制TEC驱动芯片，调制频率为500kHz/1MHz；单电源供电，供电电压范围为3~5.5V；能够实现最大3A双向TEC驱动电流，完成对LD管芯的制冷或制热。MAXIM公司研制生产的MAX1968芯片具有体积小、效率高、价格低和可实现双向无死区温控等优点，但也存在封装材料简单（塑料器件）和工作温度范围较窄等缺陷。

2.2MAX1968芯片设计电路及失效分析

2.2.1MAX1968芯片设计电路分析

MAX1968芯片资料有应用芯片电路推荐，从推荐电路应用方案来看，电路的设计在滤波、抑制纹波噪声、LC滤波谐振电路等都做了详细的考虑。在COMP引脚与GND之间焊接了0.01μF的电容，确保电流控制环的稳定工作。FREQ引脚接高电位，即内部振荡器的开关频率选择为1MHz，这样可以减小电容和电感值。按芯片资料推荐电路搭建芯片电路，将芯片使能引脚（SHDN）直接连接高电位，即当MAX1968芯片上电后芯片就需要工作，根据CTLI引脚的电压输入情况判断TEC需要制冷或制热，并立即实施。在实际使用过程中发现，在给该温控电路上电瞬间，时有MAX1968失效的现象，具体表现为电源输出电流急剧增大。

2.2.2MAX1968芯片失效分析

用立体显微镜、金相显微镜和晶体管特性图示仪等仪器对两只失效的MAX1968芯片进行了详细分析，失效的情况完全相同，都是芯片的第5、6端之间以及第23、24端之间存在异常电应力，导致这几端之间的铝条烧坏短路所致。使用晶体管特性曲线图示仪对这两块芯片进行引脚间特性测试，发现两电路第6、8、10端（LX2）与第5、7端（PGND2）之间短路，第19、21、23端（LX1）与第22、24端（PGND1）之间短路。第9端（PVDD2）与第5、7端（PGND2）之间未见短路现象。将这两块芯片进行开盖，在开盖过程中，由于内部芯片尺寸较大，电路个别引脚经腐蚀后脱落，但经测试，短路现象依然存在，未破坏原始失效现象。在金相显微镜下，对两块芯片表面进行仔细观察，发现两块芯片第5、6端以及第23、24端之间存在烧毁现象，如图2所示。芯片为多层金属化结构，从烧毁形貌分析，可能是下层铝条烧毁后，导致上层铝条烧毁短路。由于两块芯片失效现象一致，因此可以排除器件偶然缺陷导致失效的可能，应该是芯片失效与外部异常电应力导致内部场效应管击穿。

2.3航天高稳激光源温控电路设计方案

2.3.1完善MAX1968芯片电路设计

通过上述分析，结合芯片内部结构和TEC驱动源脉宽调制（PWM）工作原理，我们基本能判断是芯片内部烧毁的通道发生在场效应管上。在试验过程中发现，芯片失效是一个慢性渐变的过程，可以用14引脚（OS2）、15引脚（OS1）分别与GND的阻抗R和R'来表征，随着上电次数逐渐增多，R和R'的阻值从开始的兆欧数量级慢性渐变到欧数量级，并最终失效。失效的原因认为是MAX1968芯片上电后，芯片就根据CTLI引脚电压输入情况判断TEC需要制冷或制热，并立即进行工作，上述过程在上电的一瞬间就会完成。这种输入与输出同时实施势必会导致芯片内部有大的纹波电压或大电流产生，因发热而导致芯片失效。通过完善MAX1968芯片电路设计，在MAX1968的使能引脚中引入了毫秒级的延时，致使MAX1968芯片完成加电后再实施输出工作。具体新的设计电路方案如图3所示。通过大量的试验证明阻抗R和R'的阻值不衰退，这说明对MAX1968芯片电路的完善是有效的。

2.3.2MAX1968新设计方案电路试验验证

根据完善电路特性搭建了对电路性能验证比较的试验平台，试验的基本思路是让两种电路（完善前和完善后）在带同样负载的情况下，分别对完善电路和未完善电路进行上下电连续冲击，上、下电频率同为13Hz，如图4所示。在两组电路的验证中，完善之前的设计电路在经过约32min之后电源输出电流突然增大，经测试发现MAX1968芯片已经失效。完善之后的设计电路在经过28天之后，测试MAX1968芯片的电性能依旧正常。由此可见对MAX1968设计电路的完善是有效的。

2.3.3航天高稳激光源温控电路设计工程验证

航天高稳激光源温控电路，在某项航天测试（包括振动、冲击、热循环和热真空等试验）中各项指标都正常，最终顺利完成了航天相关试验。

3结束语

篇8

物理学是自然科学的重要学科之一，是一门建立在实验基础上的科学。在实验研究中，测量是基本的、大量的工作之一。

"伏安法测电阻"作为中学物理的基础实验之一，又随着测量技术的发展，对测量电阻准确度的要求也越来越高。而由于在中学物理中，我们对电阻的测量并未考虑到电表内阻，若能采取一定的措施，在测量电阻时不测量电表内阻也能较准确测量电阻。

本文在中学伏安法测电阻（内接法、外接法）的基础上，对测量结果进行了误差分析，并根据欧姆定律对电路进行创新设计，对两种测量方案的结果进行了不确定度、相对误差、精确度的比较。同时，在测量过程中，根据现阶段数字测量的发展，也对电阻进行了一定的数字测量，对模拟化测量与数字化测量进行了比较。本文创新电路的设计，基本解决了测量系统中电表内阻对测量结果的影响。

伏安法测电阻作为中学物理测量实验的基础，将不断成熟和完善，免测电有内阻伏安法测电阻的应用，不仅可以在普通物理实验中进行，也可在一些技术性项目尤其是在缺乏实验条件的情况下，达到较准确测量电阻的目的。

关键词：伏安法、欧姆定律、电表内阻

Abstract

Thephysicsareoneofnaturalsciencesimportantdisciplines,isanestablishmentintheexperimentalfoundationscience.Intheexperimentalstudy,thesurveyisbasic,oneofmassivework."Thevoltammetrymeasuredtheresistance"takesoneofmiddleschoolphysicsfoundationexperiments,alsoalongwiththesurveytechnologydevelopment,tosurveystheresistanceaccuracytherequestmoreandmoretobealsohigh.Butbecauseinthemiddleschoolphysics,weconsiderstheelectricinstrumentbynomeanstotheresistancesurveyinternalresistance,ifcantakethecertainmeasure,whensurveyresistancethemishapelectricinternalresistancealsocanthemoreaccuratesurveyresistance.Thisarticleinthemiddleschoolvoltammetrymeasuredresistance(inconnection,outsideconnection)inthefoundation,hascarriedontheerroranalysistothemeasurementresult,andcarriesontheinnovationdesignaccordingtotheohm''''slawtotheelectriccircuit,hascarriedonuncertainly,therelativeerror,theprecisioncomparisontotwokindofsurveysplansresult.Atthesametime,insurveyprocess,accordingtopresentstagenumeralsurveydevelopment,alsohascarriedonthecertaindigitalsurveytotheresistance,tosimulatedthesurveyandthedigitizedsurveyhascarriedonthecomparison.Thisarticleinnovatestheelectriccircuitdesign,basicallyhassolvedinthemeasurementsystemtheelectricinstrumentnternalresistancetothemeasurementresultinfluence.Thevoltammetrymeasuredtheresistancetookthemiddleschoolphysicssurveyexperimentthefoundation,unceasinglymatureandwillbeperfect,exemptsmeasuredtheelectricitywillhaveinternalresistancethevoltammetrytomeasuretheresistancetheapplication,notonlywillbeallowedtocarryonintheordinaryphysicalexperiment,alsomightinlacktheexperimentalconditioninparticularinsometechnicalprojectinthesituation,willachievethemoreaccuratesurveyresistancethegoal.

Keyword:Voltammetry,ohm''''slaw,electricinstrumentinternalresistance

我们这次毕业设计的课题是"免测电表内阻伏安法测电阻"，它属于电测量电阻领域，特别是属于伏安法测电阻的范围研究。

在"伏安法测电阻"中，电阻是一个基本的重要的物理量，又是必要的重要的基本的电学测量。随着科学技术的不断发展，科学实验也在其重要的位置上发挥着作用，而"伏安法测电阻"作为普通物理实验的基础，一直处在重要的电学实验、研究位置。

1820年，法国物理学家安培（1755.1.22─1836.6.10）发现了"安培定律"，奠定了电动力学的基础；1827年，德国物理学家欧姆（1787.3.16─1854.7.6）在所发表的《电路的数学研究》一文中，提出了欧姆定律。欧姆定律在电路中是最基本的定律，为电学新时代拉开了序幕。之后，人们开始对电阻测量进行了一系列的研究，最基本的测量方法还是"电流表内接法和外接法"，其次是半偏法，还有就是替代法、补偿法（电流补偿、电压补偿）、电桥法（单电桥、双电桥）。例如：惠斯通电桥是英国发明家克里斯蒂在1833年发明的，但是由于惠斯通第一个用它来测量电阻，所以人们习惯上就把这种电桥称作了惠斯通电桥；开尔文电桥是1856年开尔文为了成功地装设海底电缆中进行研制的。

国内对测电阻的应用研究是从19世纪80年代清华大学对测电阻的研究开始的，同时结合国外先进的经验技术的基础上，运用欧姆定律R=，在基本的电流表外接法、电流表内接法的基础上，不断测量电阻电路进行了创新，使得测量电阻能够电路更简单、计算更方便、精度更高。其中各种方法都有其优缺点，其中补偿法相对于其它测量方法，其准确度比较高，计算也比较简单，但是测量电路比较复杂，调节过程也相对繁琐。

本课题先对电流表内外接法进行了测量，结合误差理论，其误差主要是系统误差，所以我们这次毕业设计"免测内阻伏安法测电阻"，也是希望能够在前人的技术发展的基础上，找到一种适合我们普通高校的，方便我们学习、实验、研究的方法，来更好的测量电阻，提高测量电阻的精确度。

毕业设计作为一门普通高校毕业生的必修课程，受到了越来越广泛的重视时，让我们毕业生能够通过一种比较好的方式，学会自我学习和自我创新。"免测内阻伏安法测电阻"做的重要工作之一就是科学实验。而测量是基本的大量的工作之一。所以此次毕业设计从科学实验讲，也让我们更好地学会了科学实验。

本次的"免测内阻伏安法测电阻"通过对普通的伏安法测量（电流表内接法、电流表外接法）的分析比较，通过对仪器仪表的学习使用，总结了物理实验中的常用的数据处理方法（本次主要用到了最小二乘原理），并对伏安法测电阻的实验方法进行了一定的创新性设计。

此外，在进行毕业设计的过程中，参阅了国内外大量文献资料，吸收了众多研究者的经验和长处，所录参考文献如有疏漏处，请给予谅解。在此，还要特别感谢本次毕业设计的指导老师张昆教授的辛勤指导。

仪表结构和原理

仪表是磁电系张丝支承结构，磁系统采用铁环轭式结构，漏磁较小，并且具有良好的防御外磁场影响性能，磁钢用铝镍钴合，并经过特殊的稳定处理，使仪表能长时期保持准确度，仪表的可动部分采用新型的张丝支承，用两根高强度合金张丝固定在减震弹片上，并装有限止器，使仪表具有良好的抗震性能。此外，可动部分采用张丝支承后，偏转时不存在摩擦，使仪表的灵敏度和使用寿命大大提高。指针尖采用特种形影玻璃丝，能保证良好的直线性，刻度板下装有消除视差的反光镜，可保证仪表读数的准确。测量机构装在胶木外壳的单独密封小室内，可防止外来的机械力作用和脏物侵害。仪表的量程转换采用插塞，使用方便。

3.以下是用数字万用表测得的C31型电表的内阻值

C31─A型电压表RX0=0.7Ω

量程

45mV

75mV

3V

7.5V

15V

测量值

15.8Ω

31.3Ω

1.502KΩ

3.75KΩ

7.50KΩ

量程

30V

75V

150V

300V

600V

测量值

15.01KΩ

37.5KΩ

75.0KΩ

149.9KΩ

0.299MΩ

C31─V型电压表RX0=0.6Ω

量程

75mA

15mA

30mA

75mA

150mA

300mA

测量值

4.2Ω

3.0Ω

1.9Ω

1.2Ω

0.9Ω

0.8Ω

量程

750mA

1.5A

3A

7.5A

15A

30A

测量值

0.7Ω

0.6Ω

0.6Ω

0.6Ω6AAM.阻"的设计中，对电阻的测量，也间接的用到了欧姆定很

0.6Ω

0.6Ω

目录

绪论-5-

第一章伏安法测电阻-7-

一、电表-7-

1.产品的技术特性-8-

2.仪表结构和原理-9-

3.以下是用数字万用表测得的C31型电表的内阻值-9-

4.直流电流表-9-

5.直流电压表-10-

二、可调电阻-10-

1.旋转式电阻箱-10-

2.变阻器-12-

三、电流表内接法、外接法-12-

1.电流表外接法-13-

2.电流表内接法-15-

第二章三种典型测量方法简介-17-

一、替代法-17-

1、电流表与电阻箱加电键组合测待测电阻（替代法）-17-

2、电压表与电阻箱和电键的组合测待测电阻（替代法）-17-

二、电桥法-18-

三、补偿法-18-

第三章免测电表内阻伏安法测电阻-19-

第1节电路原理、测量方法及步骤-19-

第2节测量数据处理-20-

一、5.1Ω标称电阻-20-

二、2KΩ标称电阻-21-

第3节与伏安法测电阻的对比分析及实验结论-21-

第四章指针式仪表与数字式仪表的比较研究-23-

第1节推陈出新是历史之必然-23-

第2节模拟电表与数字电表-23-

第3节数字电表的特点-23-

第五章创新电路在不同电路系统中的应用-25-

一、创新电路在变压器测电阻中的应用-25-

注意事项-25-

规范要求-25-

有关换算-26-

实例分析-26-

二、毫欧姆级电阻测量-27-

第六章数字电路概述-28-

一、数字万用表的叙述-28-

一.概述-28-

二.安全事项-28-

三.技术特性-28-

四.电阻测量-29-

二、数字万用表对5.1Ω、2KΩ电阻的测量及数据处理-29-

第七章电阻的数字化测量-31-

一、比例运算法-32-

二、比率法-32-

TheProblemofMeasurement,ElectricalInstruments-33-

英译汉：电气仪表的量度问题-35-

电气仪表-36-

主要电气仪表及其用途-36-

结束语-38-

参考文献-40-

附录-41-

一、电阻箱的误差限-41-

二、电压、电流波动引起的误差限、-41-

篇9

由于微小平面度的高精度测量对测头需要小型化和轻量化，因此采用measurement公司MHR050型LVDT传感器，轻质铁芯有助于减小应力以及保证铁芯激励组件结构的完整性。线圈和铁芯之间的紧密电气耦合可得到高度灵敏的测量效果。整体质量6g，线性量程±1.27mm，激励电压3Vrms，工作频率范围2kHz~20kHz。LVDT传感器输入的是磁芯的机械位移，输出是与磁芯位置成正比的交流电压信号，结合信号调理芯片AD698使用能够以较高精度和重复性误差将传感器的机械位移转换为单极性或双极性直流电压。

电信号经低噪声AD8476差分运算放大器送至A/D转换器。预达到平面度误差0.1um~0.01um的精度，所需A/D转换器的位数n。由于线性量程为±1.27mm，即在3mm的范围内实现最小0.01um的分辨率，经计算需21位的ADC芯片，考虑到噪声和滤波的影响，因而采用24位AD7190模数转换芯片。该芯片是一款适合高精密测量应用的低噪声完整模拟前端，可以配置为两路差分输入或四路伪差分输入，最高输出速率为4.8kHz,最高无噪声分辨率为22.5位，失调漂移为5nV/C。本系统中对于单片机的要求并不高，选用STC12C5A60S2单片机作为控制器。该芯片采用贴片封装、体积小，有利于系统集成。

二、电源电路设计

虽然开关电源具有体积小、效率高等特点，但是存在一定的纹波并且开关噪声较大，因此系统采用线性电源，线性电源先将交流电经过变压器再经过整流、滤波、电压反馈调整得到高精度稳定的输出电压。实验室现有±12V线性电源，由于电路中的芯片还需要±9V和+5V供电电压。因此采用线性稳压器件调整得到所需电压值，TPS7A4901是一款输入为3V至36V超低噪声，输出可调的低压降线性稳压器，结合TPS7A3001调节接入电阻使得输出为±9V，LM7805为输入5V至18V固定输出5V稳压器。在芯片两端添加小电容，减少噪声干扰，达到滤波。为了减小模拟电源与数字电源间的相互干扰，采用电感将它们隔离开，并通过0Ω电阻将模拟地与数字地相连。

三、实验测试

将扭簧表和测头固定，工作台一端同时挤压扭簧表和测针，即可在相同条件下用扭簧表的实测位移和测头读值表示当前位移变化。测试原理如图2所示。测试数据如下表1所示。最小二乘法拟合出直线方程：y=kx+b，经计算k=0.023854，b=1538.757即分辨率为0.02464μm。

四、结论

篇10

1.1 信号线间距离的影响

计算机高速数字电路设计技术的发展是电子设计领域一次新的突破，对计算机电子技术的发展有着极大的作用。但是，在现阶段计算机高速数字电路设计技术中却存在一定的问题。例如，信号线间距离对计算机高速数字电路设计的影响，一般情况下，信号线间的距离会随着印刷版电路密集度的增大而变化，越来越狭小，而在这个过程中，也会导致信号之间的电磁耦合增大，这样就不会对其进行忽略处理，会引发信号间的串扰现象，而且随着时间的推移会越来越严重。

1.2 阻抗不匹配的问题

阻抗是信号传输线上的关键因素，而在现阶段计算机高速数字电路设计的过程中，却存在信号传输位置上的阻抗不相匹配的现象，这样极易引发反射噪声，而反射噪声将会对信号造成一定的破坏，使得信号的完整性受到极高速数字电路设计是电子技术行业发展的重要结晶，通过多个电子元件组成，更是将电子技术发挥的淋漓尽致，而且，计算机高速数字电路技术的应用也极为广泛。但是，在实际的应用中，计算机高速数字电路设计技术却受到一些因素的影响，例如，信号线间距离的影响、阻抗不匹配的问题、电源平面间电阻和电感的影响等，都会对计算机高速数字电路技术的运行效率产生影响，要提升计算机高速数字技术的应用效率，必须解决这些影响因素，对此，本文主要对计算机高速数字电路设计技术进行研究。摘要大的影响。

1.3 电源平面间电阻和电感的影响

计算机高速数字化电路设计技术是根据实际的情况，利用先进的电子技术设计而成，在诸多领域都得到广泛的应用。现阶段计算机高速数字电路设计中，由于电源平面间存在电阻和电感，使得大量电路输出同时动作时，就会使整个电路产生较大的瞬态电流，这将会对极端级高速数字电路地线以及电源线上的电压造成极大的影响，甚至会产生波动的现象。

2计算机高速数字电路技术的研究分析

2.1 合理设计，确保计算机高速数字电路信号的完整性

通过以上的分析得知，现阶段计算机高速数字电路设计技术中，由于受到阻抗不匹配的影响，对电路信号的完整性也造成一定的影响，因此，要对计算机高速数字电路技术进行合理的设计，确保计算机高速数字电路信号的完整性。主要分为两方面研究，一方面是对不同电路之间电路信号网的传输信号干扰情况进行研究，也就是以上所提到的反射和干扰的问题，而另一方面，要对不同信号在传输的过程中，对电路信号网产生的干扰情况进行分析。计算机高速数字电路在运行的过程中，会受到阻抗不相匹配的因素而影响到电路信号的传输效率，而且，现阶段计算机高速数字电路运行的过程中，阻抗很难控制，经常会出现阻抗过大或过小的现象，都会对电路信号传播的波形产生一定的干扰，从而对计算机高速电路传输信号的完整性产生直接的影响。为了避免这类情况的发生，要对计算机高速数字电路设计技术展开研究，从正常理论来看，高速数字电路设计难以使电路与临街阻抗的状态相互符合，可以对计算机高速数字电路设计技术进行改进，保持系统处于过阻抗状态，这样就能保证计算机高速数字电路设计不会受到阻抗不等的状态而影响到计算机高速数字电路信息传输的完整性。

2.2 对高速数字电路电源进行合理设计

电源是计算机高速数字电路技术的重要组成元件，通过以上的分析得知，计算机高速数字电路设计中，由于受到电源平面间电阻和电感的影响，使得电源运行过程中会出现过电压的故障，也就是电源的波形质量受到影响，严重影响到计算机高速数字电路运行的可靠性。从理论上来看，如果高速数字电路设计中，电源系统中不存在阻抗的话是电路设计最理想的状态，这样整个信号的回路也不会存在阻抗耗损的问题，系统中的各个点的点位就会保持恒定的状态。但是，在实际中却不会存在这种理想状态，计算机高速数字电路系统运行的过程中，就必须要考虑到电源的电阻和电感因素，而要减少电源面的电阻和电感对电源系统的影响，就必须对其采取降低的处理措施。从当今计算机高速数字电路系统电源材质的分析了解到，电路系统中大多数都是采用大面积铜质材料，如果结合电源系统要求来分析的话，这些材料远远达不到计算机高速数字电路电源的标准要求，这样在系统正常运行的过程中势必会受到一定的影响，对此，要将所有影响因素进行综合性的考虑和研究，可以采用楼电容应用到电路中，这样可以有效的避免或降低电源面电阻和电感对系统的影响，从而有效的提高计算机高速数字电路系统运行的可靠性。

3总结