驱动电源十篇

驱动电源篇1

1、公司在国内大功率LED路灯市场份额占50％以上；

2、净利润年复合增长率43.07%；

3、大功率LED驱动电源未来有望保持50%以上的高增速。

茂硕电源（002660）是国内LED 驱动电源领军企业。公司主要以消费电子类电源和大功率LED驱动电源为主营业务，是国内领先的高可靠、智能化、高效能节能开关电源制造及解决方案提供商。公司在国内大功率LED路灯、隧道灯驱动电源市场份额占50%以上。业内人士认为，公司大功率LED驱动电源未来几年仍有望保持50%以上的高增速。

领先的开关电源企业

公司主要产品为消费电子类电源和大功率LED驱动电源。其中消费电子类包括AV视听、IT通信设备用电源；大功率LED驱动电源以路灯及隧道灯为主。目前消费电子类电源为主要收入来源，占公司2011年营收73%，LED驱动电源营收占比约23％。毛利率较高的大功率LED驱动电源为公司未来重点发展业务。

公司是我国最早介入大功率LED驱动电源领域的公司之一，凭借在这一领域的技术优势和先发优势获取了较高的市场占有率，公司在国内大功率LED路灯、隧道灯驱动电源市场份额占50%以上。驱动电源为LED性能不良的主要瓶颈，目前公司产品各项性能优良：适应-60至70℃的工作温度，具备耐极寒性能，以此成为俄罗斯OPTOGANINN供应商，成功打开海外市场。此外，公司产品电源内部温度不超过70℃，相比同类电源80-90℃的内部温度更有利于延长电容器寿命。

通过多年的经营发展，并凭借优质的产品、完善的服务、诚信的经营理念，“茂硕”品牌已获得众多国内外知名企业的认可，公司已经与勤上光电、富士康、比亚迪等企业建立长期合作关系，公司大功率LED驱动电源产品已成功应用于上海世博会、广州亚运会等室外及场馆照明，并取得了良好的效果。

公司2011年较2008年营业收入年复合增长率为34.13%，利润总额复合增长率47.34%，净利润年复合增长率43.07%，公司经营规模和盈利水平整体呈现较高的成长性。

募投项目大幅增加产能

2010年全球开关电源市场超过120亿美元，通用开关电源（主要为消费类开关电源）占据33%左右份额，市场约39.6亿美元，公司2011年消费电子类电源销售收入仅4亿元，占全球市场份额仅1%左右，公司该业务仍处于起步阶段，未来的潜力仍很大。随着国内在开关电源技术水平不断提升、国际及台湾地区主流厂商向中国大陆进行产业转移，公司大客户战略和快速响应优势等因素的影响，公司在IT通信和AV视听领域还将保持稳定增长。

此外，LED路灯作为一个政府主导的新兴产业，未来两年增速将超过100%，其驱动电源也将随之高速增长。公司是国内较早从事LED路灯驱动电源开发的公司之一，具有较大的先发优势和技术优势。公司大功率LED驱动电源增长较快，营业收入由2009年的0.32亿元上升到2011年的1.49亿元，未来几年仍有望保持50%以上的高增速。

驱动电源篇2

（安徽工业大学 电气与信息工程学院，安徽 马鞍山 243032）

基金项目：2013年安徽省大学生创新训练计划（201310360303）资助项目

1 引言

LED作为一种新型的绿色光源产品，必然是未来发展的趋势，二十一世纪将进入以LED为代表的新型照明光源时代.LED球泡灯具与白炽灯比较，其最大的发展动力就是节能环保的优势.但是由于成本过高，导致价格要比传统灯具高了几个档次，且其驱动电源的寿命远低于LED灯珠寿命，使得整个LED灯具寿命受限.LED驱动电源可以说是LED照明设备的心脏，LED驱动电源的长使用寿命、节能环保的特点决定其对LED驱动电源的寿命、功率因数、谐波含量、效率、发热量等设计指标必然要求越来越高.本文提出的基于TI公司的LM3429控制芯片的LED驱动电源设计，具有长寿命、低成本和高效率等优点.

2 LED驱动电源电路工作原理分析

2.1 核心元件概述

LM3429是一款高性能、多用途LED驱动芯片.如图1所示为芯片的原理框图所示：输入电压范围为4.5V到75V，可以配置成降压，升压，升/降压或SEPIC拓扑，输入和输出的工作电压额定值为75V，内部的PWM控制器可调开关频率高达2MHz.同时还集成了精密的基准电压，用于快速PWM调光的逻辑兼容DIM输入，LM3429具有完善的保护功能，包括过电压保护（OVP）、过流保护（OCP）、环流限制（CCL）.

2.2 基于LM3429芯片的驱动电源电路原理图

根据LED驱动电路的原理框图，设计了如图2所示的基于LM3429芯片的6W LED驱动电源原理图，该驱动电源LED负载用6只功率为1W的LED管串联，每只LED管电压额定值为3.5V、电流额定值为0.3A，整个LED模组的功率约为6W.

2.3 基于LM3429芯片的60W驱动电源原理分析

2.3.1 开关频率

如图3所示，在boost和buck-boost拓扑结构中，连接在RCT引脚和开关节点的RT与在GND和RCT间的CT设置TOFF，VIN按比例决定开关频率的稳定.

2.3.2 LED平均电流

如图4所示，LM3429应用外部检测电阻RSNS将LED电流ILED转变成电压VSNS，HSP和HSN引脚是高边检测放大器的输入引脚，此放大器通过负反馈迫使VHSP与VHSN大小相等.这样，就会产生电流ICSH，经过电阻RCSH流出CSH引脚.这样，就可以计算得到ICSH、VSNS、ILED.

2.3.3 电流检测与限制

如图5所示，LM3429利用比较器监测晶体管电流的方式实现了峰值电流模式控制，并与COMP引脚电压相比较.另外，它采用了周期循环过流保护功能.如果电流检测比较器输入的电压超过245mV，则立即终止循环.

2.3.4 过压保护

如图6所示，LM3429可以通过OVP引脚设定输入输出过电压的状态，这个引脚可以精确到1.24V，同时有20？滋A的滞后电流.

2.3.5 输入欠压保护

如图7所示，nDIM是既可以提供1.24V的门槛电压，同时具有可设计滞后作用的双重功能引脚.这个引脚既可以作为PWM调光的输入，也具有输入欠电压保护功能.

2.3.6 PWM调光

如图8所示，PWM信号可以为nDIM引脚提供驱动信号，LED的亮度可以随着占空比的变化而变化，如：30%的占空比对应30%的LED亮度.

3 基于LM3429的LED驱动电源参数设计

从上面的分析可知，一款高效、安全、稳定的LED驱动电源的设计需要各个参量相互配合，本文重点介绍各个参量的准确计算方法与过程.

3.1 输出电压和LED动态电阻为

3.2 假设CT的值为1nF，开关频率fSW和RT为

3.3 设定LED平均电流ILED为1A，电流检测电阻RSNS为

3.4 峰值电流为

最接近0.041Ω的电阻值为0.04Ω，所以，峰值电流为

3.5 输入电容为

为了减小提供功率的相互影响，使用电容的值为14μF，因此脉动电压值会更小.因为高压陶瓷电容选择受限，只能选用3个4.7μF的贴片陶瓷电容.

3.6 场效应管NFET电压等级至少应该比漏极源极电压VTMAX的最大值高15%

所以选用100V，32A的NFET.

3.7 二极管的电压等级和电流等级

选用100V，12A，VD=600mV的二极管.

3.8 输入欠电压保护是由开启门限电压和期望滞后电压 决定的

3.9 输出过电压是由关闭门限电压和期望滞后电压VHYSO决定的

4 结语

本文详细分析了LM3429芯片的工作原理及特性，结合芯片性价比高、电路简单、性能指标突出等特点设计了节能高效的6W LED驱动电源，经过严格的参数整定，在实际样品测试结果中各项性能达到设计要求.同时，本设计也可为其他开关电源设计提供参考或直接借用.

参考文献：

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（2）王戎伟，罗中良，陈治明，黎馨楹.基于NCP1014的4W LED驱动电源设计[J].现代计算机，2013（9）：58-61.

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（4）李帆，沈艳霞，张君继，赵芝璞.一种新型高效LED驱动电源设计[J].电源技术，2013（8）：1425-1428.

（5）沈霞，王洪诚，蒋林，许瑾，方玮.基于反激变换器的高功率因数LED驱动电源设计[J].电力自动化设备，2011（6）：140-143.

驱动电源篇3

关键词：低压差分信号传输;预加重;开关电流源

中图分类号：TN919.3文献标识码：A

A Switchable Current Sources LVDS Driver

with Pre-emphasis Function

TAN Huang, LI Sheng-feng, LI Jie-ming, LV Xiao-chen ZHENG Xue-ren

(School of Electronic and Information Engineering, South China Univ. of Tech，

Guangzhou 510640，China)

Abstract: LVDS is an important technology in signal transmission. A LVDS driver with the double switchable current sources was designed in this paper. It is suitable for low-voltage applications, and the pre-emphasis was also realized to enhance anti-jamming ability.

Keywords: LVDS;pre-emphasis;switchable current sources

引 言

目前，在信息技术领域，数据传输率达到了Gbps的量级，传统的TTL和CMOS电平传输已经不能满足要求，具有低功耗、高抗干扰性、高速度等优点的低压差分信号LVDS（Low Voltage Differential Signaling）传输技术便应运而生。但是，由于高速传输的数据易受干扰，传统的LVDS仅适合短距离的传送，而带预加重功能的LVDS驱动器具有更好的抗干扰性能，较好地解决了传输距离和速度之间的矛盾。

1传统的LVDS驱动器

LVDS 接口又称RS-644总线接口，比较流行的技术规范有两个，一个是TIA/EIA的ANSI/TIA/EIA-644标准，另一个是IEEE 1596.3 标准。本文采用ANSI/TIA/EIA－644标准。

传统的LVDS结构如图1所示，M1、M2、M3、M4是4个尺寸相同的NMOS管，M1和M4、M2和M3是两组输入NMOS管，它们的栅极接入的是一对反相的信号，如图1所示。当M1和M4栅极输入高电平信号时，则M2和M3栅极输入的是低电平信号，此时M1和M4导通，M2和M3截止，约3.5mA的电流从OUT2流向OUT1，在接收端的电阻上产生约-350mV的电压。反之，当M1和M4栅极输入低电平信号时，则M2和M3栅极输入的是高电平信号，此时，M1和M4截至，M2和M3导通，电流就从OUT1流向OUT2，产生+350mV的压降。这样就把一个CMOS电平信号转换成了LVDS信号。

但是传统的LVDS发送器电源电压必须是2.5V以上，如果电源电压降至2V（例如在0.18μm CMOS工艺中就为1.8V）以下，传统的LVDS驱动器由于恒流源Ib和M1、M2导通压降要消耗一定的电压余度，导致输出的LVDS信号的共模电平较低，无法达到标准值。同时，由于芯片中存在寄生电阻和寄生电容，在信号变换的时候容易引起抖动，不能用于较长距离的传输。

2带预加重的开关电流源LVDS驱动电路设计

2.1双电流源LVDS驱动

解决LVDS信号共模电平降低的一种方法是采用两个电流源代替图1中的M1、M2和恒流源Ib1，构成双电流源DCS（Double Current Sources）LVDS驱动器结构。

实际电路结构中，本文采用两个开关电流源产生电流Ib，它的产生受控制信号D的控制，这种电路被称为开关电流源SCS（Swithchable Current Sources）LVDS驱动，如图2所示。当D有效时，右侧电流源打开，产生电流Ib，左下侧开关闭合，在偏置电阻上产生正偏压；同理，当D有效时，左侧电流源打开，电流流经偏置电阻产生负偏压。

2.2预加重处理

要提高LVDS驱动器的抗干扰性可以通过对信号进行预加重的方法。传统的LVDS中只有高、低两级电平，而预加重模块则设置了四级电平――增强高电平、高电平、增强低电平、低电平。当驱动器输出从"0"变为"1"时，驱动器首先输出一个增强高电平，然后再输出高电平；同理，当驱动器输出从"1"变为"0"时, 驱动器首先输出一个增强低电平，然后再输出低电平。

由于导线本身存在一个小的寄生电阻和电容，在高频工作时不能忽略不计，而且导线之间也存在寄生电容，预加重模块在信号变换时，先通过增强高电平或增强低电平对寄生电容和寄生电阻进行过充或过放，减少寄生效应带来的影响。从频域的角度来讲，导线中的寄生电阻和电容构成了一个低通滤波器，对信号中的高频分量有抑制作用。对信号进行预加重处理，则是补偿损失的高频分量。

2.3电路结构

为达到预加重的目的，在主开关电流源M1、M2旁加入另两个辅助开关电流源M1B、M2B，如图3所示。M1、M1B、M2、M2B这4个电流源的开关信号分别为D1、D2、D3、D4，其中D1和D2控制主电流源，D3和D4控制预加重电流源。信号发生翻转时，在M1（或M2）刚打开的时候，M1B（或M2B）会按照这组开关动作信号开启一小段时间后关闭，产生预加重的电流，在接收端电阻上产生预加重效果。由于ANSI/TIA/EIA-644标准要求驱动器差分输出的共模电平典型值为1.2V，并且最大偏移为250mV，因此需要一个共模反馈电路将共模电平控制在合理的范围之内。图3中共模反馈模块以Vocm_ref为基准，调整共模电平。

输入的CMOS电平信号经过输入信号预处理电路（如图4所示）和开关信号产生电路（如图5所示）生成电流源开关信号D1、D2、D3、D4。在图4中，in是输入的CMOS电平信号，经过传输门和一系列反相器后产生q 和nq一对反相的信号。当输入信号发生翻转时，经过TG1和inv1产生一对反相信号，此信号经过奇数个反相器的产生的延迟信号再经inv8得到主开关电流源信号nq，该延迟信号和经过TG1的信号在Nand1输出端产生一对和它周期相同但占空比小的预加重开关反相信号qb、nqb。同理，经inv1的另一路信号可以得到q、qa、nqa。其中TG1、TG2和TG3是为了平衡传输时间。输入信号预处理电路产生的预加重信号q、qa、nqa、nq、qb、nqb。经过图5所示的开关信号产生电路，就转化为M1、M1B、M2、M2B这4个电流源的开关信号D1、D2、D3、D4。在图5中，Von是控制开关电流源电流大小的电压信号，由于受到驱动能力的限制，需要接一电压跟随器Buf_A，以提高其负载能力。

3仿真结果

本文所设计的电路采用Chartered 0.25um工艺库在Cadence Spectre进行仿真。电源电压为1.8V，输入"1"和"0"交替并不断重复的信号，输入信号经预处理信号后产生q、qa、qb和nq 、nqa、nqb控制信号，再经过图5所示的电路产生预加重所需的D1、D2和D3、D4 开关信号。当输入信号翻转时，D1、D2或D3、D4同时打开，D3或D4打开一小段时间后马上关闭，形成预加重所需的增强高电平和增强低电平，如图6中标记所示。D1或D3持续打开到下一次信号翻转再关闭，形成高电平和低电平。图6中的"Out"信号是输出偏置电阻上的两端电压差，即图3中的Voa - Vob，可以看到，信号翻转时首先出现增强高电平和增强低电平，然后再变为高电平和低电平。

仿真得到本文设计的LVDS驱动器的各项指标如表1所示，同在表1中列出的还有ANSI/TIA/EIA-644要求的设计范围。

4结 论

本文所设计的LVDS驱动器符合ANSI/ TIA/EIA－644标准。LVDS的预加重可以延长传输距离，双电流源运用可以使LVDS驱动器工作在更低的电源电压条件下，这大大增加了LVDS的应用范围。

参考文献

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驱动电源篇4

关键词：驱动电源 全桥整流 谐波干扰 功率因数校正

0 引言

在世界范围能源危机的背景下，而LED照明无疑成为了这场变革中的重要力量，得到广泛应用。驱动电源作为系统的核心，被称之为“心脏”，其性能优劣直接影响到系统的应用。在电源诸多组成单元中，功率因数校正电路（简称PFC）对于电源性能影响巨大。

众所周知，采用全桥整流和电解电容滤波的电路中实现AC/DC的变换，为后级级联的变换器供电[1]。由于整流二极管导通角很小，使AC输入的电流呈尖峰状脉冲，波形严重畸变。电流波形的基波分量很小，谐波分量却很高，这将对电网造成严重的污染，也会对其他电路和设备产生干扰。另外，由于电流波形存在严重失真，系统功率因数较低，使得电源利用率降低，造成能源浪费。因此，必须采取措施，对功率因数进行有效的校正。就本质而言，是输入AC电流的畸变进行校正或对波形进行整形，使其尽可能保持正弦波，使输入电流尽量与输入电压保持同相位。

1 PFC电路的基本原理

1.1 概述 如图1所示，LED路灯驱动电源基本组成包括：EMI滤波器、全桥整流电路、功率因数校正（PFC）变换器、DC-DC功率变换单元、负载等。

PFC电路可分为无源PFC电路（PPFC）和有源PFC电路（APFC） [2]。无源PFC电路一般使用二极管、阻容和电感等无源元件，其优点是拓扑结构简单和成本低，但效果较差，较典型的结构是填谷式无源PFC。而有源PFC电路采用有源器件，常用的是集成IC。可分为单级PFC和两级PFC电路，单级PFC是兼有校正和反激式变换器拓扑双重功能，单级单开关拓扑结构电路简单、成本低，效率较高。但对于100W以上的LED路灯等照明应用，单级PFC电路难以同时兼顾PFC控制和反激式变换器输出恒流控制。因此，需要两级电路拓扑来完成。含有源PFC电路的两级LED照明电路，前级工作在连续电流模式（CCM）的有源PFC升压变换器，后级通常为PWM驱动的反激式变换器，使用两个独立的控制器和两个开关管。含有两级拓扑的有源PFC电路的电源能输出功率可达几百瓦，功率因数在0.980～0.995范围。AC输入电流THD

在150W以上的LED照明应用中，常采用有源PFC电路+半桥LLC谐振变换器的拓扑结构[3]。输出功率比反激式变化器大、效率高，是电源设计常采用的结构。

1.2 PFC电路基本原理 如图2所示，主电路由全桥整流器和DC-DC Boost变换器组成[4]，下框内为控制电路，包括：电压误差放大器VA及基准电压Ur，电流误差放大器CA，乘法器M，脉宽调制器和驱动器，负载。

原理如下：主电路的输出电压U0和基准电压Ur在电压误差放大器VA比较，输出电压信号和检测到的整流电压Udc值共同送入乘法器M，其输出则作为电流反馈控制的基准信号，与开关电流is检测值送入电流误差放大器CA进行比较，输出误差信号送到PWM及驱动器，来控制开关管Qr的通断，从而使输入电流iL（即电感电流）的波形与整流电压Udc的波形基本一致，减少电流谐波成分，提高了功率因数。

2 主要参数设计

3 结语

本设计将FAN6961功率因数校正控制器应用于LED路灯驱动电源设计中，配合后级的LLC变换器，有效改善了电路的功率因数，提高了系统的效率。该芯片电路较少，工作可靠，极大地减少了设计周期，为中功率及以上开关电源的快速、可靠设计提供可能。

参考文献：

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[6]Ron Lenk著，王正仕，张军明译.实用开关电源设计[M].北京：人民邮电出版社，2006.

驱动电源篇5

关键词：混合动力；开关电源；单端反激

中图分类号：TP211+.4 文献标识码：A 文章编号：1005-2550（2017）03-0030-04

Design of Power Supply for an Automotive IGBT Drive

YANG Xian-guo， ZHANG Hong-xia， PENG Jin-cheng， ZHAO Wei

（ Dongfeng Motor Corporation Technical Center， Wuhan430058， China ）

Abstract： This paper introduce a single-end flyback converter with multiplexed output for IGBT drive. The design process and the specific of the circuit are introduce. The test indicates that this power has outstanding reliability， stability and lower ripple. This power fully comply with the requirements of the automotive IGBT driver.

Key Words： hybrid power； switching power supply； single-end flyback converter

引言

IGBT是目前混合恿ζ车高压混合动力系统中必须采用功率开关器件。IGBT栅极驱动对电压要求极为苛引 言刻，而汽车电气环境较为复杂。所以电源需要在宽电压环境中工作，且输入与输出必须隔离开来，必须具有高可靠性和高稳定性。单端反激式开关电源具有体积小、重量轻、效率高、结构简单等优点，非常适合用于设计功率器件的驱动电电源。

开关电源控制电路分为电流控制型和电压控制型。电压控制型控制电路是一个单闭环控制系统，控制过程中电源的电感电流未参与控制，是一个独立变量，开关变换器为有条件稳定二阶系统。电流控制型控制电路是一个电流、电压双闭环控制系统，电感电流不是一个独立的变量，开关变换器为一阶无条件的稳定系统，从而可以得到更大的开环增益和完善的小信号、大信号特征。为此本文选择流控型芯片LM3478设计了一款车载IGBT驱动电源。主要技术参数：输入8-16V直流，输出：4路输出（每路28V/0.16A），工作频率100KHz，输出纹波小于1%。

1 主电设计

1.1 主电路拓扑

主电路拓扑如图1所示。主电路采用单端反激式变换电路，+12V为电池直流经电源预处理后的输出电压，作为开关电源输入电压。开关电源分四路输出提供给IGBT驱动电路。

1.2 电源预处理电路设计

电源预处理电路如图2，是外部电源与内部电路的链接部分，它承担着减轻外部电源干扰和降低内部电源对外的传导干扰。在这一部分电路设计要针对性的考虑到企业标准相关试验要求，并作出详细的计算以满足电路设计要求。以静电保护电容为例，根据企业标准要求本设计所搭载控制器，需要进行最严酷静电试验为，带电25KV[1]。图2中电容C1、C2：470nF（100V）为ESD保护电容，计算如下：

由以上可知电源接入端口BAT+可以耐受25KV静电。

其中C1、C2在电路布局时还应当相对垂直布置，避免由于单方向震动引起电容同时失效而引发控制器着火。

1.3 变压器设计

变压器是开关电源最重要的组成部分，它对电源效率和可靠性，以及输出电源的电气特性都起到至关重要的作用。在设计时需要充分考虑功率容量、工作频率、输入输出电压等级和变化范围，铁芯材料和形状，绕组绕制方式，散热条件，工作环境等综合因素[3]。

根据技术指标要求，电源输出功率Pout为：

原边峰值电流为

式中Vin（min）为电源输入最低电压8V。

Ton取最大值0.5，初级电感量为Lpri：

初级匝数Npri为：

，取6。

AL为磁芯制造厂提供的一个气隙长度参数。这个参数是在磁芯上绕上1000匝的后的电感数据。根据磁芯生产商提供的磁芯和导线参数本设计中AL=10mH/1000，式中Lpri初级电感量单位为mH。

次级匝数Nsec为：

式?max中为最大占空比（反激式开关电源50%），VD 为次级整流二极管导通压降。

2 控制电路

2.1 PWM控制电路

本设计采用TI公司汽车级芯片LM3478作为开关电源控制器。LM3478是一个多用途底边开关电源NMOS控制器，可用于BOOST，flyback，SEPIC 等多种拓扑结构开关电源[4]。

PWM控制电路如图3所示，图中引脚8是电源输入端，芯片为宽电压输入，输入范围是3-40V，本设计中连接到电源预处理的输出端典型值为13.5V。引脚7连接电源频率配置电阻，根据使用手册提供的工作频率与阻值关系，本电源的工作频率为100KHz，R6配置为200KΩ。引脚2为补偿引脚，C6、R7构成补偿回路为控制电路提供补偿。引脚6为输出端，经过一个限流电阻（R4）限流后驱动功率MOSFET（Q2），为保护MOSFET，在引脚6并联一个电阻。

2.2 电压反馈电路设计

为了使多路电源输出一致性更好，和降低负载对反馈电源的影响。本设计采用独立回路进行电压反馈设计，反馈回路变压器绕组匝数Nfb为：

反馈电路通过外部分压连接到LM3478的FB引脚与内部基准电压1.26V进行比较。因为变压器原边与输出回路和反馈回路的绕组匝比固定，所以当输出回路电压升高，反馈回路的电压也会升高。反馈回路分压电阻分压就会高于1.26V，控制器将关断外部NMOS，缩短NMOS导通时间以降低电压。

2.3 电流反馈控制电路设计

LM3478电流控制通过在电流环内串联电阻的方式，将电流信号转换为电压信号，从控制器引脚ISEN引入控制器内部，与LM3478电流控制基准电压vsense进行比较，当ISEN脚上电压高于基准电压vsense时控制器将关断开关管，起到限流和过流保护作用。

本设计的最大电流限值为原边最大电流与原边电感最大纹波电流之和。对于本设计原边最大电流为Ipk。根据LM3478使用手册，RSENSE计算如下：

DMAX式中为0.5，vsense、vsL、vsL可从LM3478 使用手册中查询相关数值和公式。

3 测试结果

本设计集成在IGBT驱动电路中，在典型电压值9V、13.5V、18V下分别测试本开关电源的轻载和满载（用大电阻模拟负载）情况下的相关参数。表1和表2为典型测试值示例，测试表明电源输出符合设计要求。

图4为输入13.5V满载时开关MOSFET栅源级波形，图中可以看出满载情况下占空比小于50%，电路工作在完全能量转换状态下，满足设计要求。D5为开关MOSFET漏源电压，从图（a）中可以看出在开关管关闭、次级线圈电流为零时原边的电压在理论上应该降为零，实际上却发生了震荡。原因是当变压器释放完所有能量，电源开关管的漏源级电压会降到输入电压值的电平上。这一转变激发了原边吸收电容与原边电感的谐振回路，从而产生了一个衰减的振荡波形，并持续到开关管下次导通。这一振荡波形会影响电路的EMI特性，需要调整吸收电路电容使振荡波的频率低于电源开关频率，得到如图（b）的波形。

4 结束语

本文设计的反激式开关电源，具有体积小、重量轻、输出电压纹波小、稳定性好等优点，本设计应用在基于英飞凌HP2 IGBT驱动电路中，所搭载控制器通过了DV、PV测试，并成功应用于东风某ISG车型中。在开关电源设计过程中会遇到很多问题，比如变压器啸叫、开关管过热等，这些问题需在测试过程中不断总结和整改，器件参数也需要在测试过程中不断调整，如文中所提到的吸收电路的调整。同时PCB布局对电源的品质和可靠性影响很大，如文中提到的防静电电容布置。所以在原理设计完成后要仔细阅读相关企业标准和芯片PCB Layout指导手册，以降低不恰当的布板对电源造成不利影响。

参考文献：

[1]EQC-1204-2007 电气和电子装置环境的基本技术规范电气特性， 2007.

[2]王志强.开关电源设计第二版[M].北京：电子工业出版社， 2005.

[3]徐德鸿.开关电源设计指南[M].北京：机械工业出版社， 2004.

驱动电源篇6

一般来说，用汽车电池直接驱动单个 LED 或 LED 串，需要一个 DC/DC 转换器来准确调节一个恒定 LED 电流，进而获得一致的光强和颜色完整性。这个转换器还必须保护这些 LED 免受汽车电池总线变化的影响。该 DC/DC 转换器应该针对 LED 串的数量和类型以及每个应用的功能而优化。

每种汽车 LED 应用采用哪种 DC/DC 转换器集成电路及拓扑由以下因素决定：

拓扑――LED 电压与电池电压范围之间的关系决定采用降压、升压还是降压-升压型拓扑，所采用的拓扑必须能在整个电池电压范围内控制 LED 电流，使其保持恒定。

调光――大比例 LED 调光必须在所有亮度等级上保持颜色特性不变，并避免眼睛可看出的波动或振荡。

效率――在驱动高亮度（HB）LED 时，DC/DC 转换器的高效率工作和低功耗是关键要求，因为功率损耗在不工作期间会导致电池电量的消耗，而在工作期间，功率损耗会转化成热量，给散热压力很大的汽车环境造成更大压力。

驱动单个 LED

舱内白光顶灯和阅读灯可以仅使用单个 3W LED，产生 75～100 流明的亮度。这种 LED（如Lumileds的Luxeon Ⅲ Star, ）一般正向电压范围为 3V ～4.5V，最大电流为 1A ～1.5A。图 1 所示是一个具有调光功能的单个 LED 内部照明电路。

汽车电池的典型工作电压范围为 9V～16V。一个电量耗光的电池在汽车启动前可能降低至 9V，而交流发电机在发动机运行的同时将其充电至 14.4V。伴随着一些尖峰和过冲，这种典型的直流电池电压最高可达 16V。在通常情况下，当发动机不工作时，充好电的汽车电池电压为 12V。

图 1： 具 250:1 PWM 调光比的 LT3474 高压降压型 1A LED 驱动器

在冷车发动时，汽车电池电压可能降至5V、甚至4V。关键的电子产品必须能在这么低的电压下保持工作，但是内部照明不必如此。

在汽车电池中，高瞬态电压也非常常见。从电池到底盘上不同地方的长电缆和汽车环境中的电子噪声总是会导致大的电压尖峰。在为汽车设计选择开关稳压器时，典型的 36V 瞬态电压必须考虑。在大多数情况下，用简单的瞬态电压抑制器或 RC 滤波器就可以滤掉更高的电压尖峰。

图 1 中的 LT3474 转换器集成电路是一种高压、大电流降压型 LED 转换器，具有宽 PWM 调光范围，能以高达 1A 的电流驱动一个或更多 LED。它具有几个特点，使其非常适用于在汽车环境中驱动 LED。

它是一个专用 LED 驱动器，具有一个片上高压 NPN 电源开关和一个内部电流检测电阻，可最大限度地缩小占板空间，减少器件数并简化设计，同时保持高效率。

4V～36V 的宽输入电压范围允许该 LED 驱动器转换器在所有情况下都可直接用电池工作，同时保持恒定 LED 电流。

低压内部电流检测电阻去除了对昂贵的外部运算放大器的需求，在电流检测电阻通路上提供了一个低压基准。

LT3474 的降压型稳压器设计和可调高频范围使输出电流的纹波极小，甚至在采用非常小和低成本陶瓷输出电容器时也是这样。推荐本文中讨论的所有转换器都使用 X5R 或 X7R 高温度系数陶瓷电容器。

单个 LT3474 LED 降压型稳压器的效率在 12VIN、LED 电流高于 200mA 时高于 80%，如图 2 所示。用 VADJ引脚实施模拟控制，随着 LED 电流和亮度的降低，效率也会下降，但是功耗仍然保持很低。LT3474 是为汽车和由电池供电的应用而定制的，当置于停机状态时，它消耗低于2μA（典型值为 10nA）的电流。停机还可以像物理按钮或微控制器集成电路那样，起到LED接通/断开按钮的作用。

PWM调光和亮度控制

图 1 中的LED亮度可以在LT3474上控制，将一个模拟电压输入到VADJ引脚，或将一个数字PWM信号接到PWM 调光MOSFET的栅极和PWM引脚上即可。模拟亮度控制通过降低内部检测电阻电压将恒定LED电流从1A降至更低的值。这种降低LED亮度的方法确实简单易行，但是在更低电流时 LED电流的准确度却降低了，而且LED光线的颜色也会变化。图4中的曲线显示了LT3474的典型LED电流随VADJ引脚电压变化的情况。准确度由1A时的2%变为200mA时的3.5%。调光比实际限制在10:1左右。

另一种降低LED亮度的方法是数字PWM调光。当在1A 恒定电流上对单个白光LED调光时，与LED串联的PWM MOSFET产生了如图 3 所示的波型。当PWM接通期间LED 和PWM MOSFET接通时，可以非常好地对电流进行调节。在 PWM断开期间，电流为零。这样，任何LED的颜色和真彩特性都可以保持不变，同时降低了亮度。

由于PWM功能在该集成电路内部实现，所以在让LED 回归到编程电流时，PWM的响应速度非常快。LT3474有40μs的最短调光接通时间，提供250:1的数字PWM调光比，这对内部照明是足够有余的。

采用 LED 串的 LCD 监视器显示照明

在豪华型汽车和主流消费类车型中，安装 GPS 导航和舱内娱乐显示器越来越流行。在日光下，这些 LCD 显示器需要恒定和明亮的 LED 串照明，而在夜间工作时需要宽调光范围。与单个 LED 顶灯相比，LED 串带来了不同的挑战。在这些显示器中，6～10 个 LED 组成的多个 LED 串的电流通常是较低的（20V）。就这些监视器而言，具有高效率和高 PWM 调光能力的大功率升压型 DC/DC LED 驱动器是必需的。

图 2：降压型 LT3474 以高效率驱动单个或多个 LED

图 5 所示 LT3486 双输出升压型 LED 驱动器驱动两个具 100mA 恒定电流、LED 正向电压高达 36V 的 LED 串。该升压转换器 LED 驱动器具有高效率，其低压检测电阻与 LED 串和 PWM 调光 MOSFET 串联。9V～16V 的整个电池电压范围低于 LED 串的正向工作电压。

采用两个 LED驱动器和两个 LED 串（每串具 10 个 LED）而不是一个LED 串（每串具 20 个 LED）的优点是，最高开关电压保持为一个具 10 个 LED 的 LED 串的最高开关电压（最高开关电压为 42V，最高输出电压为 36V）。

图 3：LT3474 PWM 调光 LED 电流波形

图 4：LT3474 LED 电流与 VADJ 引脚电压

图 5：在 GPS LCD 监视器中，LT3486 以 100mA 驱动 20 个白光 LED

图 6：图 5 中的 LT3486 2 x 10 白光 LED驱动器的效率为 90%

如图 6 所示，在电池工作电压范围内，效率大约为 90%。如果电池电压降低至 4V，那么 LT3486 仍将工作，但是可能处于一种限流状态，具体取决于 LED 编程电流和 LED 串中 LED 的数量。该转换器不仅工作效率高，而且停机电流消耗也低于 1μA（典型值为 100nA）。当转换器断开时，它仅从汽车电池获取微量的电流。该 LED 电流通过选择外部检测电阻值来设定，检测电阻电压是非常低的 200mV，这样可以获得最高效率。每个 LED 串上的 LED 电流都可以用 CTRL 引脚上的模拟信号独立调节， 实现 10:1 的准确调光比，或用 PWM 信号调节，以实现非常高的调光比。

就夜间观看极亮的显示器（这样的显示器也用于日光下）而言，1000:1 的调光比非常有用。LT3486 拥有独特的内部 PWM 调光架构并在 100Hz（高于可视光谱）时采用一些外部 PWM 调光 MOSFET，因此拥有 1000:1 的 PWM 调光比。内部 LED 电流存储器具有超快 PWM 响应时间，可在低于 10μs 的时间内让 LED 电流从 0mA 回归到 100mA，以实现真彩 PWM 调光。在高端显示器中，将两个 LT3486 用于 4 串 R-G-G-B，可提供 1000:1 的调光比，在非常暗的夜间工作时保持显示器的真彩特性。

信号指示灯、尾灯和前灯照明

外部信号指示灯、尾灯和前灯需要功率最大的 DC/DC LED 驱动器，因为它们使用的 LED 最亮，数量也最多。尽管由于热量和稳流限制，极亮的 LED 前灯尚不常见，但是红色和黄褐色的刹车灯和信号指示灯却由于其卓越的美感和耐用性而越来越普遍。驱动大功率黄褐色和红色 LED 串对内部照明和照明微调带来了类似的挑战，但挑战的艰巨性是不同的。一般情况下，高调光比不是必需的，但是简单的接通/断开和高/低亮度功能却很有用。大功率 LED 串的电压通常超出了汽车电池的电压范围，因此需要一个同时具有升压和降压能力的 LED 驱动器。

图 7：降压-升压型 LT3477 以 80% 的效率驱动刹车灯和信号指示灯 1A LED 串

图 7 所示的 LT3477降压-升压型LED驱动器以1A电流驱动两个大功率LED。这些LED不需以地为基准，连接的两个端子一般是转换器的输出和电池输入。LT3477拥有两个独特的、100mV浮动电流检测输入引脚，连接到不以地为基准的电流检测电阻上，该电阻与LED串串联。在汽车电池的工作电压范围内以及低于这个范围，在电流直到1A时都可以实现准确的LED稳流。LT3477的停机引脚用于车灯的接通/断开，以及在未工作时将输入电流降低至1μA（典型值为100nA）。IADJ引脚用于面向刹车灯和尾灯应用并高于 10:1的模拟调光，如后部信号指示灯和刹车灯。真彩PWM 调光就这些应用而言不是必需的。

汽车尾灯使用更红的LED，电流达到更高的1.5A。由6～10个LED组成的LED串在各种车灯中相当常见，每个LED 可产生总共高达140流明的亮度，每个LED串大约为1000流明或更高。这些车灯不仅需要非常大的电流，而且还需要高电压。它们直接由汽车电池驱动，不可能因高瞬态电池电压而出故障。这些车灯离电池非常远，输入电压的变化范围非常大。

图 8：用于 8 x 1.5A 红光 LED 的 LTC3783 刹车灯 LED 驱动器

如图 8 所示，大功率LED驱动器LTC3783采用降压-升压型拓扑，驱动6～10个3W 的红光LED。外部开关MOSFET 和开关电流检测电阻为大功率和高压LED驱动器设计提供最大的设计灵活性。如果电池电压降至低于9V，那么9V～36V的输入和在 1.5A 时高达25V的LED串输出需要一个额定值为100V的开关以及高于8A的峰值开关电流能力。恒定的1.5A电池电流在整个汽车电池电压范围内是良好稳定的。就刹车灯和尾灯调光而言，在100Hz时将PWM信号直接连接到LTC3783的PWM引脚，就可将LED电流降低至实现200:1的调光比。在1kHz时，调光比降至20:1，但是就尾灯应用而言这足够了。调节ILIM引脚也可以降低LED电流。

图 9：LTC3783 降压-升压型 8 x 1.5A 红光 LED 驱动器具 93% 的效率

在最大功率的汽车应用中，高效率是最重要的。在这种应用中，如果输出高达 36W，那么如图 9 所示，93% 的效率在刹车时会降低对电池的消耗，尤其是在汽车没有运行的时候，更是这样。用于刹车灯接通/断开控制的 RUN 引脚将 LED 电流降低至 20цA。

LTC3783 大功率LED驱动器的使用非常灵活，它也可以用作大功率升压型稳压器，将LED串连接到地而不是VIN，就变成了升压型拓扑，这可以驱动高达60W的更高电压LED串。在这种情况下，LED串的电压要求高于36V的最高电池电压，而且在车灯关闭时，LED的断接是通过PWM引脚完成的。采用非常亮的白光LED高流明前灯应用很快就会采用这种大功率LED的升压型拓扑驱动方式。

驱动电源篇7

关键词：有源电压钳位；电动汽车；门极驱动电路；IGBT短路保护；电压尖峰抑制

DOI: 10.3969/j.issn.1005-5517.2012.11.015

要采用更大功率的电机和更大功率的IGBT模块。在同样功率情况下，母线电压越高，系统的额定电流越小，系统的损耗也越低，同时还可以减小导线截面积，从而减轻车重。因此，在系统承受的范围内采用较高的母线电压成为电动汽车开发的方向。

此外，在刹车能量回收、发电机发电工作等工况下，系统往往工作于超过额定母线电压的工况下。尤其是为了尽量回收下坡时电动汽车的重力势能，系统往往工作在允许的最高电压状态。然而IGBT关断时产生的Vce电压尖峰叠加在上述较高的母线电压上（见图1)，有超过IGBT耐压值导致IGBT过压失效的风险。这也是IGBT失效的最典型的原因之一。

因此，为满足电动汽车及混合动力汽车较高母线电压下工作的需要，在IGBT关断使Vce接近耐压值时对电压尖峰的抑制是非常必要的。

有源电压箝位方案的优势

IGBT关断电压尖峰是由系统寄生电感和关断电流变化率决定的，计算公式如下：

Vs=Ls * di/dt

Ls表示系统寄生电感，di/dt表示关断时流过IGBT的电流变化率，在系统设计方面通常采用叠层母排技术尽量减小寄生电感，增加并联在母线上的吸收电容等方式减小关断尖峰。在驱动电路方面抑制电压尖峰的方式也

复时间只有15ns，反向电压为200V的ES1D。为了凸显有源电压箝位电路的抑制电压尖峰能力，关断电阻选用了数据手册中的标称值0.8欧姆，实际电路考虑其他综合因素该值会更大一些，如2.2欧姆左右。源电压箝位的保护效果，如图8a和8b。紫色C3为门极电压波形Vge，绿色线C4为集电极电流波形Ic，蓝色线C2为电压波形Vce。

图8a是不使用有源电压箝位功能时的短路测试。由测试结果可见，母线在275V左右发生短路，关断电压尖峰为626V，已经接近HybridPACK2的650V耐压限值（blocking voltage)。

图8b是加上基本有源电压箝位电路后进行的短路测试。由测试结果可见，即使母线达到400V，短路电流比在275V下大45%，关断电压尖峰值仅为604V。可见到Vce被抑制成一个平台，同时门极电压Vge在5V形成一个电压平台，有效抑制了di/dt。

驱动电源篇8

关键词： TM模式；PFC控制器；高压谐振控制器；LLC半桥谐振

中图分类号：TM571文献标识码：A

HB-LED Drive Power Design Based on "PFC+LLC+VC, CC" Topology Structures

LI Zi-jing, LI Wen-fang, CHEN Jia-yi, LI Hai-xia

(Electronic Information Engineering, Huanghe Science & Technology College, Zhengzhou Henan 450006, China)

Abstract: HB-LED (150W) Drive power based on "PFC+LLC+VC, CC" topology structures is designed, which use LLC half-bridge resonance circuit composed by TM mode PFC controller L6563H and High-pressure resonant controller L6599, realizing Zero voltage switching (ZVS) of main power tube and zero current switching of Rectifier diode under Full voltage range and full load condition, meanwhile, it use constant voltage (CV) and constant current (CC) circuit to improve efficiency and power factor of HB-LED drive power.

Keywords: TM mode; PFC controller; High-pressure resonant controller; LLC half-bridge resonance

引 言

目前，LED因其具有节能、环保、寿命长、光效高等优点，在照明领域得到广泛应用[1]，但却没有得到普及的关键难题有：

（1） 驱动电源效率不够高，功率因数还不理想；

（2） 价格偏高，驱动电路复杂，可靠性低。控制驱动电源不稳定是导致LED寿命降低的主要原因。

因此，LED驱动电路设计是推广普及LED亟待解决的问题[2]。

1拓扑结构的确定

HB-LED驱动电路的选择要既能满足较高功率因数和转换效率的需求，又能降低成本。本设计采取了“PFC+半桥LLC谐振+肖特级整流+恒流恒压”整机拓扑结构设计，如图1所示，交流输入电压范围为85～265V，频率为47～63Hz。采用意法半导体ST公司推出的一种过渡模式（TM）电流型PFC（Power Factor Correction）控制器L6563H和高压谐振控制器L6599提高功率因数和电源转换效率，有效解决了驱动电路技术难题。

1.1输入回路

输入电路主要考虑电磁干扰，电磁干扰属于射频干扰（RFI），传导噪声频谱大约为10～30MHz，最高达150MHz，电磁干扰滤波器应符合电磁兼容性（EMC）的要求，对串模干扰和共模干扰都有抑制作用，基本电路如图2所示。

C1、C2采用薄膜电容，容量范围为0.01～0.47μF/275V AC，主要抑制串模干扰。C3、C4中点接地，抑制共模干扰，容量为2,200PF～0.1μF/275V AC。电感L额定电流为1A，电感量为8～23mH，称为共模扼流圈，可以有效抑制共模干扰，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。

1.2PFC功率因数校正

由于桥式整流、电容滤波电路处理后电源输入端电流为不连续的尖峰脉冲，高次谐波丰富，谐波总含量大，为了减小对供电系统的污染，降低功率损耗，抑制输入电路的畸变，必须采取功率因数校正。

PFC功率因数校正部分采用ST公司的过渡模式电流型PFC控制器L6563H[3]。过渡模式是介于不连续导电模式（DCM）与连续导电模式（CCM）之间的一类PFC，适用于500W尤其是在250W以下。

图3所示为L6563H的引脚图，它是同类PFC控制器中最先进的一种，符合IEC61000-3-2规范的开关电流功率因数校正。其主要性能有：

（1） 除了含有标准TM-PFC控制器的基本电路外，还含有输入电压前馈（I/V2校正）、跟踪升压、遥控开关控制、DC-DC变换器、PWM控制、IC接口及保护电路等单元；

（2） 具有完善的保护功能，L6563H内部误差放大器设置静态OVP和动态OVP比较器，提供反馈失效保护（FFP），一旦FFP功能被触发，IC立即关闭；

（3） 为下游DC-DC变换器提供了接口，便于级联L6599配合应用。

1.3LLC半桥谐振功率变换电路

为了提高电流的转换效率，采用高频“软开关技术”[4]，通过在开关电路中引入缓冲电感和电容，利用LLC串并联谐振使得开关器件中的电流或两端电压按正弦或准正弦规律变化。当电流自然过零时使器件关断，当电压下降到零时使器件开通，即零电流开关（ZCS）和零电压开关（ZVS），在开关过渡过程中减少开关的压力而使储存的电磁能量增大，有利于提高变换器的开关频率和效率。

LLC半桥谐振变换器选用ST公司生产的高压谐振控制器L6599[5]，图4所示为它的引脚图，它是适用于串联半桥拓扑设计的双终端控制芯片，可直接连接功率因数校正器，具有轻负载突发模式，可提高轻载时变换器的转换效率，设置两级过流保护OCP、欠压保护、过压保护OVP、过热保护OTP等。

LLC半桥谐振变换器电路原理如图5所示。

两个占空比为0.5的互补驱动开关管VT1、VT2构成半桥结构，谐振电感Lr和变压器的漏感Lm构成LLC谐振网络，变压器次级由整流二极管D3～D6构成全波整流电路。半桥LLC变换器有两个谐振频率，当变压器初级电压被输出电压箝位时，即次级负载映射期间，Lm不参加谐振，Lr和Cr产生的串联谐振频率为fr；当变压器不向次级传递能量时，即次级负载断开期间，Lm电压不被箝位，Lm、Lr、Cr共同参加谐振，构成谐振频率fm，所以

变换器工作在fm< fsim，能量通过变压器传递到副边；二是续流阶段，ir=im，原边停止向副边传递能量，Lr、Lm和Cr发生谐振，整个谐振回路感抗较大，变压器原边电流以相对较慢的速度下降。通过合理设计可以使变压器原边VT1和VT2 MOS管零电压开启，副边整流二极管在ir=im时电流降至零，实现零电流关断，降低开关损耗，所以变压器工作在fm< fs

1.4L358与TL431构成的恒压、恒流控制电路

由LM358放大器与精密电压调整器TL431构成恒压（CV）、恒流（CC）控制电路，如图6所示。

由LM358放大器和精密电压调整器TL431构成的恒压、恒流控制电路，变压绕组N2感应电压经D14、D15、C32、C33、C34组成电容滤波电路，输出直流电压+48V。

恒压电路工作原理：LM358为IC3（IC3内包括两个放大器IC3A、IC3B），IC3A、R49、R48、D17、R53、C37、R51、PC817组成电压控制环路。U5（TL431）是精密的电压调整器，阴极K与控制极直接短路构成精密的2.5V基准电压，R50是U5的限流电阻。2.5V基准电压由R52送到IC3A同相输入端3，而反相输入端2脚由R49、R48的分压比来设定。若输出电压上升，R48电压上升，该电压与同相输入端2.5V基准电压比较，1脚输出误差信号，再经过R53和D17变成电流信号，流入光耦LED中，进而经过R27通过反馈控制网络控制L6599 4脚，从而改变L6599 3脚上电容CF的放电频率，进而实现频率的改变。RFmin确定谐振器的最小工作频率，当输出电压小于等于额定电压时，变换器工作在固定的最小开关频率。

恒定电流工作原理：由IC3B、R47取样电阻、R54、U5、R57、C35、R59、R60组成电流控制环路。R47是输出电流取样电阻，输出电流在R47上产生（U=R47×Iout）的电压降。该直流电压直接接到IC3B反相输入端6，而2.5V基准电压则由R59、R60组成分压电路，再将分压电压送到同相输入端5，输出电压在R47上的电压与该分压电压进行比较。7脚输出误差信号，再经过R58和D16变成电流信号，改变光耦LED中的电流，进而通过反馈控制网络控制PWM输出占空比，使输出特性呈现恒流特性。R51、C37和R57、C35分别是IC1A、IC1B的相位补偿元件。

采用由放大器组成的恒压、恒流控制电路[6]，可实现很高的恒压与恒流程度，由于R47阻值比较小，对电路转换效率基本无影响。

2PFC+LLC+CV、CC拓扑结构的特点

（1） 较高功率因数和较小的THD总谐波失真

经试验测试，采用ST最先进的一种功率因数校正器L6563H，不但功率因数满足IEC规定要求，而且总谐波失真（THD）小于5%，具有电压前馈，可以补偿增益随AC线路电压变化，从而使PFC预调器输出不会产生过冲。

（2） 转换效率高

采用高压谐振器L6599组成的LLC半桥谐振电路，实现电流开关ZCS和零电压开关ZVS，有利于提高变换器的开关频率和效率。由于采用轻负载突发模式操作，降低在轻载或无负载下的平均频率和相关损耗。

（3） 较高的电压、电流稳定性和完美的保护功能，增加了驱动电源的可靠性。

采用LM358+CV+CC恒压、恒流控制回路，提高稳定性。采用L6599具有两级过流保护OCP、欠压保护UCVP、过热保护OTP、过压保护OVP，提高可靠性。

3结论

基于PFC+LLC+CV+CC构成的150W LED驱动电源电路原理，利用过渡模式TM-PFC控制器L6563H和高压谐振控制器L6599组成LLC半桥谐振，并由LM358放大器与精密电源TL431构成恒压、恒流电路，通过调试一台150W输出电压48V、电流3.125A的样机，实验测试结果显示，功率因数大于0.97，转换效率为0.90，总谐波失真（TDH）小于5%。电路集成度高，元件少，适合中小功率驱动电源电路。

参考文献

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[5] 沈萍. 基于L6599的串并联谐振变换器的设计[J]. 电源技术应用，2010，13（6）：17-22.

驱动电源篇9

关键词：LED背光源；Boost拓扑；MCU控制；保护电路；恒流电路；2D＼3D调光电路。

中图分类号：TN312+.8 文献标识码：B

引 言

LED作为液晶电视的背光源在中大尺寸3D电视上的应用越来越广泛，图像在液晶面板上的显示是有顺序的，在3D显示中背光与液晶图像的同步会呈现出更好的显示效果。

本文基于Boost及MCU控制，设计一种具有扫描3D功能的侧导光LED背光源驱动电路，实现了一路Boost为LED提供驱动电压和MCU控制多路LED通断的架构，不但降低了系统成本， 而且不依赖专业芯片，不同路数的LED可以用同一个拓扑驱动，通用性强。

1 系统的构成

扫描式3D电视背光源驱动电路系统的结构如图1所示。电源板提供一个直流电源进入Boost电路做LED的驱动；MCU为整个系统的控制中心，负责信号的处理；反馈保护采样电路采样LED的低压端电压并将信号反馈给MCU；恒流及调光模块接收MCU的控制信号直接作用于LED的低压端。图1中LED的串数及每串的颗数都可调整，只要调整Boost电路的参数及选择相应IO口数目的MCU即可。下面介绍一下系统各模块工作原理及系统实现过程。

1.1 Boost电路的设计

Boost电路详图如图2所示。Boost做LED灯条恒流时的电压自适应，用简单的Boost芯片搭建即可。其中对输出做一个精度不高的反馈，后续LED灯条正端的电压细调通过MCU检测灯条负端来做反馈，电压的调整则通过Boost芯片Driver的调节占空比来实现的。本Boost芯片的CS脚具有过流保护功能。

1.2 MCU控制器

本设计针对8路LED控制，MCU选择28引脚闪存单片机：单片机时钟频率16MHz、A/D口11个、I/O口25个、定时器2个。整个系统的控制流程如图3所示：MCU实时抓取前段3D控制控制信号，当3D控制信号为高时，进入3D状态，通过检测场同步的上升沿和下降沿来触发背光第一串灯条的打开，灯条的打开时间及灯条之间打开的时间间隔用两个定时器作为中断触发条件，这样就可以用扫描的方式分时打开背光，完成背光与图像的同步；当主板的3D信号为低时，进入2D模式，根据PWM信号对背光进行同步调节。在2D或3D模式下MCU对灯条低压端进行实时监测，如果触发保护，则电路被关闭。

1.3 恒流及2D/3D调光电路

LED恒流电路如图5所示。检测电阻R7上的电压，获取2D与3D两种状态下的电流采样参考电平：R3上的电压较高时为3D状态，较低时为2D状态。运放的输入端具有虚短的特点，R2上的电平随即被设定，即R2所允许流过的电流被限定，从而LED的电流设定。当LED电流增大时，R2上的电压变大，反相输入端的电平高于同相输入端的电平，运放输出低电平，三极管V1的基极电平降低，V1的CE电流减小，从而减小了LED的电流。当LED电流减小时，R2上的电压变小，反相输入端的电平低于同相输入端的电平，运放输出高电平，三极管V1的基极电平升高，CE电流增大，从而增大LED的电流。如此循环，在动态过程中实现LED电流的恒定。在此过程中无需芯片的控制，电路自动反馈调整电流，实现电流恒定。

2D/3D调光电路如图4、5所示，VREF为MCU 供电电压VDD。在2D时，2D/3D IN信号为低电平，MCU芯片做出判断产生高阻态或低电平两种状态。当PWMIN为高时，MCU的PWM1 3D脚输出高阻态，此时VREF经过串联电阻R4、R6、R7到地，在R7上产生分压压降，LED恒流模块中的运放同相输入端获取R7上的电压作为LED恒流的参考电平，LED恒流模块打开LED；当PWMIN为低时，PWM1 3D脚输出低电平相当于接地，此时VREF经过串联电阻R4与MCU PWM1 3D脚内的N MOS管到地，此时电阻R7上无压降，LED恒流模块中的运放同相输入端在R7上获取不到电压，LED恒流模块关闭LED，从而实现2D下的调光控制。

在3D时，2D-3D IN信号为高电平，MCU做出判断采用高电平与低电平两种状态输出。依据外部PWMIN信号的状态，当PWMIN为高时，MCU的PWM1 3D脚输出VDD高电平，此时电阻R4串接在两个VDD电平之间，不产生电流，无压降，则VDD经过串联电阻R6、R7到地，由于没有电阻R4的分压，将在R7上产生一个较高的压降，LED恒流模块中的运放同相输入端获取R7上较高的电压作为LED恒流的3D参考电平，LED恒流模块打开LED；当PWMIN为低时，PWM1 3D脚输出低电平相当于接地，此时VREF经过串联电阻R4与MCU的PWM1 3D脚内的N MOS管到地，此时电阻R7上无压降，LED自恒流模块中的运放同相输入端在R3上获取不到电压，恒流模块关闭LED，从而完成3D下的调光控制。

1.4 反馈保护的实现

灯条保护电路是通过检测图5电路R10与R11之间的压差来实现的。当灯条正端或负端对地短路或开路时，此处的分压值为零，MCU通过IO口检测出此处的电压不正常，给出一个错误信号把电源关掉；当灯条正负短路在一起时，此处的电压过高，MCU同样能检测出错误信号关掉电源。MCU用作反馈电路也是对R10、R11间的电压进行检测，然后对各路检测结果进行比较得出最小的一路，让这个最小的与设定值进行比较，如果小于设定值则说明Boost电路输出的电路电压过低，那么就调低图4中MCU FBOUT脚的占空比（MCU是个数字脚），这样通过图4 C1的缓冲作用得出一个电压比较小的值，从而Boost提高输出电压；如果检测到的最小值大于自己设定的值，那么调高MCU占空比，实现实时反馈。

2 实验结果

实验样机2D模式下的工作参数：LED电流130mA，调光频率200Hz，占空比85%，由图6可见，电流恒流特征良好。

3D显示模式下背光电流波形如图7所示，实现了电流倍增（390mA）。小占空比大电流的情况下，能实现亮度基本不变的条件下在60Hz场同步下实现SG 3D的扫描。

3 结 论

本文设计了一种新型SG 3D侧导光LED背光源驱动电路，实现了2D显示模式下PWM调光及3D显示模式下扫描方式调光。该系统采用Boost和MCU调光相结合的方式，由于MCU直接对LED进行调光，省掉了专用调光芯片，且由于MCU具有可编程的特点，可以用来作保护电路及反馈电路，简化了原来的电路，后续维护上只需对程序升级就可实现，不需要重新布PCB。该设计对PIC微控制器在液晶电视LED背光驱动上的应用具有指导性意义。

本文设计了一种新型SG 3D侧导光LED背光源驱动电路，实现了2D显示模式下PWM调光及3D显示模式下扫描方式调光。该系统采用Boost和MCU调光相结合的方式，由于MCU直接对LED进行调光，省掉了专用调光芯片，且由于MCU具有可编程的特点，可以用来作保护电路及反馈电路，简化了原来的电路，后续维护上只需对程序升级就可实现，不需要重新布PCB。该设计对PIC微控制器在液晶电视LED背光驱动上的应用具有指导性意义。

参考文献

[1] Abraham I. Pressman 著，王志强等 译. 开关电源设计Switching Power Supply Design[M]. 北京：电子工业出版社，2005.

[2] Jasio Di 著，姜宁康，朱安定 译. PIC微控制器技术及应用[M]. 北京：电子工业出版社，2009.

[3] 童诗白，华成英. 模拟电子技术基础[M]. 北京：高等教育出版社，2001.

驱动电源篇10

多晶硅行业要素分析：价格与成本

多晶硅供需紧张形势将维持、价格稳定不会出现暴跌

对多晶硅价格的判断依赖与对供需形势的判断，通过对多晶硅供给量和下游需求的分析，我们认为多晶硅供需紧张形势将维持到2010年前后，多晶硅价格将维持稳定。目前市场交易多晶硅价格已经超过2800元/kg，我们对公司2008年多晶硅综合价格按照2400元/kg测算，鉴于供需形势缓解，2009年按照2000元/kg的水平测算，2010年继续下降至1600元/kg。电耗水平是衡量多晶硅厂的重要指标之一，国内企业与国际大厂的成本差异较大，这差异主要体现在电耗方面。目前国内多晶硅企业的电耗多在300kwh/kg以上，对新光硅业的预测也按照目前国内的水平测算，根据以上预测，我们按照440元/kg估测成本。

多晶硅业务08年为公司贡献利润

多晶硅业务盈利预测：2008年0.92，2009年1.1元

公司的多晶硅包括两部分，新光硅业和新光二期，目前新光硅业38.9%的股权已经在上市公司，而新光二期35%的股权目前由集团持有，我们在盈利预测中假设该部分股权2009年之前注入上市公司。

基于对新光硅业和新光硅业的盈利预测，做出公司多晶硅部分的盈利预测，预计2008年多晶硅部门为公司贡献EPS0.92元，2009年贡献1.1元，2010年贡献1.55元。

新光硅业盈利测算

根据以上假设，我们做出新光硅业的盈利预测，我们预计2008年新光硅业实现净利润11.6亿元，2009年11.72亿元，2010年10.08亿元。根据公司38.9%的股权比例和4.91亿的股本，计算得新光硅业2008年为公司贡献0.92元的EPS，2009年贡献0.93元。

􀂄 新光二期位于四川新津，由天威保变、川投集团和岷江水电三家共同投资成立，对新光二期的盈利思路与新光硅业类似，我们假设新光二期2010年前注入上市公司，若注入有变化我们将相应调整盈利预测。

电力业务：稳定增长

现有业务：田湾河电厂是主要的盈利电厂

公司电力资产包括田湾河电站和嘉阳电厂等；田湾河电站总装机容量76万千瓦。三级电站为别为仁宗海电站（落差610m，装机容量240WM）、金窝电站（落差615m，装机容量280WM）和大发电站（落差513m，装机容量240WM）。第一台机组2007年已经投入运行，剩下机组2008年有望全部投运，2009年开始满发。

集团其他水电资产：二滩、雅砻江资产质量较高

川投集团的资产除了在上市公司田湾河等之外，还有雅砻江流域开发电站、二滩电站等优质资产。由于主要电站均在干流，地理条件好，盈利能力均较好。我们在盈利预测中没有考虑这部分资产的注入，如果注入将相应提高公司估值区间。

盈利预测与估值

盈利预测

前提：多晶硅业务价格趋势按照正文预测值；假设集团持有的新光二期在2010年前注入上市公司；不考虑雅砻江和二滩的注入；基于以上分析，可以测算得公司2008年实现每股收益1.24元；2009年实现每股收益1.67元。

多晶硅和水电业务估值倍数的选取

由于公司拥有多晶硅及水电两大类资产，而这两大业务性质差异巨大，因此我们分别对这两部分业务进行估值；多晶硅属于太阳能行业的上游原材料，生产门槛高，而且，我们判断到2010年行业的景气周期仍将维持，因此我们对其给予2008年35倍和2009年30倍的估值倍数；公司的水电资产多为优质发电资产，其田湾河电站盈利能力相当好，从长远看水电没有火电的成本压力，在未来几年内仍处于景气高点，因此对水电业务的估值倍数应该高于火电，我们给予2008年25倍和2009年23倍的估值倍数。