频率响应十篇

频率响应篇1

关键词　中波广播　电声指标　频率响应

中图分类号：TN838 文献标识码：A

发射机电声指标的好坏直接影响到节目的播出质量，频率响应作为中波广播发射机三大主要技术指标之一，对播出质量的影响非常明显。我台现现有多部上海明珠厂1KW PDM中波广播发射机，均作备机使用，在技术维护时，我们发现其中几部发射机的频率响应达不到国家广电总局规定的甲级标准，在音频高频区域出现了不同程度的上升或下跌。为达到达到安全优质播出，我台技术人员根据以往工作经验对发射机的相关部位进行了多次调整，效果均不太理想。经过排查，我们考虑到是否与输入信号有关，因为信号输入端与发射机相距较远，音频信号又随着频率的变化在音频线上出现不同程度的衰减。我台发射机的信号输入端口与信号源间设有0-24dB桥型可变衰减器，如图1所示，其作用为调整输入电平，我们希望通过在这个输入衰减器上根据实际情况加接高频提升网络或高频切削网络，用以平衡在音频线上的幅频特性的变化，进而改善发射机的频率响应。

我们在维护时实测1395KHz备机的频率响应如表1所示。

可以看出，其频率响应从1000Hz时开始下降，到8000Hz时下降至-1.7dB，而我们通过调整发射机的内部结构时发现改善效果不明显，所以考虑到输入信号作用在输出回路的变化情况。对于在音频信号频率较高处频响下跌这一现象，我们应该在合适的部位加一高频提升网络，以改善频响效果，经过考虑，我们选择在信号源输入端桥式可变衰减器处加入该网络。如图1中所示，端口1、2为输入端，端口3、4为输出端，结合平时维护中的经验，我们采取试凑的方法，经过多次试验，在1、3端口间和2、4端口间分别加接一个0.01uF的电容，如图2所示。

这样就组成了一个桥型不谐振式幅度均衡器，当发射机的频率响应的衰减随频率上升而增大时，均衡器却与之相反，其衰减随着频率的增大而减小。加接电容后再次测试发射机的频率响应，测试结果如表2所示。

由表2我们可以看出，通过加入高频提升网络，在高频1000-8000Hz频段得到了改善，低频范围内未发现明显影响，这样在整个频段内达到了甲级指标，信号在整个频段内衰减平稳，非线性失真和信噪比均有所改善。

我们在维护864KHz备机时实测其频率响应如表3所示。

可以看出，其频率响应从3000Hz时开始上升，在8000Hz时上升至2dB，且增大幅度较大。同样，我们通过调整发射机内部结构时发现改善效果不明显，但这部发射机的情况与上面所说的1395KHz备机不同，表1显示出的是频率响应在高音频区域是下跌的趋势，而表3显示出的是频率响应在高音频处于上升趋势。由于有上次改造1395KHz备机成功案例，根据实际情况，我们考虑应该在合适的部位加一高频切削网络。如上例情况类似，同样在信号输入端的桥式可变衰减器处加入此网络，通过采取试凑的方法，最终确定分别在衰减器的1、2端口间和3、4端口接接入0.022uF电容可较好地改善频率响应而不影响发射机其它电声指标，电路接法如图3所示，这样就组成了一个桥型不谐振式幅度均衡器，同样，当发射机频率响应的衰减随着频率升高时，均衡器的衰减与之相反，应该随着频率的增大而减小。再次测试发射发射机的频率响应，测试结果如表4所示。

从表4我们可以看出，通过加入高频切削网络，在3000~ 8000Hz频段内频率响应得到了改善，而低频部分基本未受影响，发射机在整个频段内也达到了甲级指标，非线性失真和信噪比也均有所改善。

通过以上措施，对我台另几部1KW发射机的信号输入端进行了系统的改进，改进后各发射机的频响均有所改善，通过半年来的实际运行，经过多次技术指标测试，各电声指标也均稳定在甲级范围内，各发射机的工作状态稳定，听众反映播音效果良好，取得了满意的效果。

参考文献

频率响应篇2

关键词:频率响应分析法　变压器绕组变形　故障诊断

1、概　述

新余钢铁集团公司是大型钢铁企业之一,随着新钢公司三期技改的投入运行,供电负荷也不断加大,目前容量在30000kVA以上电压等级110kV的总降主变有20余台;容量在20000kVA电压等级35kV的站用主变有10余台。其他电压等级和容量的电力变压器、特种变压器有数百台。大家都知道,变压器在运行或者运输过程中不可避免地要遭受各种故障短路电流的冲击或者物理撞击,在短路电流产生的强大电动力作用下,变压器绕组可能失去稳定性,导致局部扭曲、鼓包或移位等永久变形现象,这样将严重影响变压器的安全运行。用什么方法能够在变压器不调罩的条件下,方便地检测出变压器存在的绕组变形现象,并对变形发生的部位、程度和种类进行仔细的分析和判断,从而为维修决策提供依据呢?实践表明,用频率响应分析法(扫频测量技术,简称SFRA)测量变压器的绕组变形具有较高的检测灵敏度和准确性,我公司通过应用频率响应分析法(sFRA)对新安装和运行中的变压器进行故障诊断取得了很好的效果。

2、频率响应分析法检测原理

在较高频率的电压作用下,变压器的每个绕组均可视为一个由线性电阻、电感(互感)、电容等分布参数构成的无源线性双口网络,其内部特性可通过传递函数H(jω)描述。如果绕组发生变形,绕组内部的分布电感、电容等参数必然改变,导致其等效网络传递函数H(jω)的零点和极点发生变化,使网络的频率响应特性发生变化。

用频率响应分析法检测变压器绕组变形,是通过检测变压器各个绕组的幅频响应特性,并对检测结果进行纵向或横向比较,根据幅频响应特性的差异,判断变压器可能发生的绕组变形。

变压器绕组的幅频响应特性采用频率扫描方式获得。连续改变外施正弦波激励源Us的频率f(角频率ω=2πf),测量在不同频率下的响应端电压U2和激励端电压U1的信号幅值之比,获得指定激励端和响应端情况下绕组的幅频响应曲线(如图1所示)。图1中:L、K及c分别代表绕组单位长度的分布电感、分布电容及对地分布电容,U1、U2分别为等效网络的激励端电压和响应端电压,Us为正弦波激励信号源电压,Rs为信号源输出阻抗,R为匹配电阻。

测得的幅频响应曲线常用对数形式表示,即对电压幅值之比进行如下处理:

H(f)=2log[U2(f)/U1(f)]式中H(f)――频率为f时传递函数的模|H(jω)|;

U2(f)、U1(f)――频率为时响应端和激励端的峰值

或有效值|U2(jω)|和|U1(jω)|。

3、绕组变形的分析判断

用频率响应分析法判断变压器绕组变形,主要是对绕组的幅频响应特性进行纵向或横向比较,并综合考虑变压器遭受短路冲击的情况、变压器结构、电气实验及油中溶解气体分析等因素。根据相关系数的大小,可较直观地反应出变压器绕组幅频响应特性的变化。

纵向比较法是指对同一台变压器、同相绕组、同一分接开关位置、不同时期的幅频响应特性进行比较,根据幅频响应特性的变化判断变压器的绕组变形。该方法具有较高的检测灵敏度和判断准确性,但需要预先获得变压器原始的幅频响应特性,并应排除因检测条件及检测方式变化所造成的影响。

横向比较法是指对变压器同一电压等级的三相绕组幅频响应特性进行比较,必要时借鉴同一制造厂在同一时期制造的同型号变压器的幅频响应特性,来判断变压器绕组是否变形。该方法不需要变压器原始的幅频响应特性,现场应用较为方便。但应排除变压器的三相绕组发生相似程度的变形,或者正常变压器三相绕组的幅频

4、现场应用

案例一:

2003年11月28日,我公司四总降3号主变在检修完毕后由于误操作造成主变35kV侧短路,3号主变受短路冲击后故障跳闸退出运行。11月29日对该主变进行绕组变形测试,结果如图2所示。从图中可以看出,高压绕组有轻微变形,中压绕组Bm相波形严重变形,Cm相有变形,Am相无变形,低压绕组有变形。经电气试验发现,中低压之间的绝缘电阻为零且中低压的直流电阻不平衡。变压器在南京变压器厂大修时吊检发现:中压线圈Bm、Cm两相在电动力的作用下挤压了低压线圈,造成中压、低压线圈之间的层间和匝间短路,高压线圈无变形现象,绝缘支架无损坏,引线无过热。

高压绕组

中压绕组

低压绕组

案例二:

2007年3月16日,我公司一总降1号主变因外部故障受到短路冲击,取变压器油进行色谱分析,乙炔已经达到了60:1/l。停电对变压器进行常规试验检查未发现异常。进行绕组变形测试,结果如图3所示。可以看到,除高压绕组低频段和低压绕组的中频段有轻微异常外,其它无任何异常。2007年4月20日计划检修对该变压器停运吊芯检查,发现有三块绝缘垫块脱落、绕组上压板松动,经进行压板调整、安装绝缘垫块、紧固轭铁、滤油等处理后,变压器运行至今无异常。

高压绕组

低压绕组

频率响应篇3

【关键词】谐响应分析 矫正机

为进一步确定优化后的机架在承受随时间按正弦规律变化载荷时的稳态响应状态，对优化后的机架进行谐响应分析，从而验证优化后的机架能否成功克服共振、疲劳以及其他受迫振动引起的有害效果。

一、谐响应分析理论概述

作为一种用于求解线性结构承受正弦波动下系统的响应的技术，谐响应分析只计算结构的稳态受迫振动，且具有仅用于结构的分析、所有载荷都以正弦函数方式变化、不考虑瞬态效应等特点。在一个谐响应分析中，结构的载荷与响应被假定为简谐的循环。

目前用于谐响应分析的常用方法有三种，表1给出了Full完全法、Reduced缩减分析法、Mode Superposition模态叠加法三种方法的对比表。

表1 谐响应分析常用方法对比表

通过比较分析三种方法的优缺点，本文对优化后的机架采用Full完全法在模态分析的基础上对其进行谐响应分析。谐响应分析是一种线性分析，其分析步骤如图1所示。

图1 谐响应分析具体步骤

二、七辊矫正机机架的谐响应仿真结果分析

本文W43T-120X3000七辊矫正机机架的谐响应分析是在模态分析的基础上进行的，在谐响应分析中必须指定频率范围。在机架结构的动力响应中，低阶模态占主要地位，高阶模态产生的振幅很小，而且由于结构阻尼的作用，响应中的高阶部分衰减也很快，故选择频率范围0～60HZ。根据模态分析的结果可知，优化后的机架只要是发生弯曲和扭转的振动，且从后处理器的动画可以看出，其振动是自上而下逐渐递减的，为加快求解速度，本文选取机架顶部一节点和底座安装板上一节点进行谐响应分析，节点选取位置如图2所示。

（a） （b）

图2优化后的机架谐响应分析的取点位置图

通过模态分析我们可以看到，自第八阶以后模态产生的振幅很小，而八阶以前的模态占主要地位，同时在谐响应分析时考虑频率范围是首要考虑条件，所以本文在对优化后的机架做谐响应分析时只考虑0～20Hz频率范围内的结构响应情况。

（a）位移对频率响应曲线图

（b）相位角对频率响应曲线

图3 图2（a）节点对应的位移及相位对频率响应曲线图

（a）位移对频率响应曲线图

（b）相位角对频率响应曲线

频率响应篇4

信道群时延响应是相位频率响应的导数，用于表示相位频率响应的畸变程度，在信道频带的边缘由滤波器过渡带抑制变化引起的相位畸变尤其严重。式（1）中，θ（w）为相位频率响应，群时延响应τ（w）可以表示为：τ（相位噪声采用在频域模拟的方法，为了使仿真相位噪声情况更为接近实际的相位噪声，按分辨率1Hz产生数字相位噪声。假定其他信道参数为理想情况下，仿真了3种相位噪声对卫星通信系统性能的影响，仿真条件如表5所示。仿真发现在相位噪声值1的情况下会出现误码平台，在相位噪声值2和相位噪声值3的情况下，传输性能损失小于0．2dB。

2综合仿真及系统指标建议

假设功率放大器在不同非线性工作点的群时延特性、幅频特性和相位噪声特性是一致的，选择带宽36MHz卫星转发器，依据上述仿真参数对信道群时延特性、幅频特性、相位噪声特性和非线性失真进行综合仿真。将卫星转发器的放大器的输入功率相对饱和点回退10dB，保证功率放大器工作在近似线性状态。对卫星信道的群时延特性、相位噪声特性及幅频特性进行综合仿真，仿真结果表明，当误码率1×10－6时传输性能损失约11dB。将转发器的放大器的输入功率相对饱和点回退0dB（即饱和）、2dB、5dB和10dB时，综合仿真卫星通信系统的群时延特性、相位噪声特性、幅频特性对系统传输性能的影响，仿真结果如表7所示。

参考综合仿真结果，对系统指标分配提出如下建议：当转发器的功率放大器工作于饱和点时，接收机射频指标在中频指标的基础上增加大于2．3dB；在功率放大器的输入功率回退2dB的情况下，接收机射频指标在中频指标的基础上增加大于1．6dB；在功率放大器的输入功率回退5dB的情况下，接收机射频指标在中频指标的基础上增加大于1．3dB；在功率放大器的输入功率回退10dB的情况下，即在功率放大器工作于线性状态下，接收机射频指标应在中频指标的基础上增加大于1．1dB。

3结束语

频率响应篇5

首先在Multisim2001电路窗口中创建分压偏置共射极放大电路，如图1所示。

交流频率响应的仿真测试

Multisim2001扫描分析法中的交流分析（AC Analysis）可以对模拟电路进行交流频率响应的分析，即获得模拟电路的幅度和相位的频率响应。Multisim2001在进行交流分析前，会自动计算电路的直流工作点，以确定电路中非线性元器件的小信号工作模型，而且，在交流分析中，所有输入源都认为是正弦信号，直流电压源视为短路，直流电流源视为开路。交流频率响应的仿真测试方法如下：

启动Simulate菜单中Analyses下的AC Analysis命令，弹出AC Analysis对话框，在AC Analysis对话框中，单击Frequency Parameters按钮，设置AC分析的频率参数：Start frequency[交流分析的起始频率]为1Hz，Stop frequency[交流分析的终止频率]为10GHz，Sweep type[扫描方式（X轴刻度）]为Decade（十倍程），Number of point per becade[每个十倍程刻度数]为10，Vertical scale[幅度刻度形式（Y轴刻度）]为Logarithmic（对数刻度）。参数设置如图2所示。

在AC Analysis对话框中，单击“Out put variables”按钮，选择分析节点：分压偏置共射极放大电路的信号输出端：u0，如图3所示。

单击AC Analysis对话框的Simulate按钮，便可得放大电路交流频率响应特性曲线图，如图4所示。

低频频率响应的仿真测试

Multisim2001仿真分析法中的参数扫描分析（Parameter Sweep Analysis），可以将电路中某些元器件的参数在一定的取值范围内变化时，对电路交流频率特性的影响描绘在同一坐标系中，更方便地测试元器件参数的变化对放大器频率特性的影响。在输入频率较低时，放大电路的耦合电容C1、旁路电容C3对放大电路的频率特性是有影响的，下面以旁路电容C3（电容量为1μF、22μF时）对放大电路的频率特性的影响为例，利用参数扫描分析（Parameter Sweep Analysis），对放大电路的频率特性进行仿真测试。方法如下：

启动Simulate菜单中Analyses下的Parameter Sweep Analysis命令，弹出Parameter Sweep对话框，在Parameter Sweep对话框中，单击Analysis Parameters按钮，设置扫描元件、参数及扫描方式：

Sweep Parameter[扫描参数] ：Device Parameter（元件参数），Device[元器件种类] ：Capacitor（电容），Name[元器件标号] ：cc3，Parameter [扫描元器件的参数] ：Capacitance（电容量），Sweep Varition Type[扫描参数变化方式]：Linear（线性扫描），Start[扫描电容量起始值]为1μF，Stop[扫描电容量终止值]为22μF，Increment[变化的增量]为21μF。参数设置如图5所示。

点击Parameter Sweep对话框的More按钮， 选择分析方式 Analysis to：AC Analysis（交流分析），如图6所示。

3．在Parameter Sweep对话框中，单击Out put variables按钮，选择分析节点：分压偏置共射极放大电路的信号输出端为u0。

点击Parameter Sweep对话框的Simulate按钮，便可得放大电路在旁路电容C3=1μF和C3=22μF时的交流频率响应特性曲线图，如图7所示。

高频频率响应的仿真测试

在输入频率较高时，晶体管的极间电容对放大电路高频频率特性的影响较为显著，为了便于测试，可在晶体管的基极和集电极之间并联一个小电容CP，测试CP取值为10 pF、80pF时对放大电路高频频率特性的影响。方法如下：

在分压偏置共射极放大电路中晶体管的基极和集电极之间并联一个小电容CP，如图8所示。

频率响应篇6

摘要：以800 W水平轴风力发电机叶片为对象，研究其叶片的模态特性.从理论上介绍了应力刚化和旋转软化对叶片固有频率的影响，并给出了考虑应力刚化和旋转软化效应的振动方程；利用ANSYS软件建立了有限元模型，分别对风力发电机叶片在仅考虑应力刚化或旋转软化时，以及同时考虑应力刚化和旋转软化时的模态特性进行了计算分析.计算结果表明：应力刚化对固有频率的影响比旋转软化大；仅考虑旋转软化时，叶片的固有频率比零旋转角速度时低；而综合两者的影响时，叶片的固有频率比零旋转角速度时高.

关键词：

风力机； 叶片； 应力刚化； 旋转软化； 固有频率； 模态分析

中图分类号： TK 83文献标志码： A

叶片在风力发电机中承担着将风能转化为电能和其它形式能量的任务，是风力发电机的关键部件之一.由于玻璃钢材料具有重量轻、强度高、耐老化等优点，国内外已普遍采用玻璃钢材料的叶片[1].风力发电机叶片是一种弹性结构，它在工作中一般受空气动力载荷、重力和惯性载荷等作用.当受到激振力的作用时，叶片会产生强迫振动，而当激振力频率和固有频率相同或相近时，叶片会发生共振.因此，为避免共振，对叶片的固有频率进行分析计算具有一定的研究意义.

叶片在工作时，绕转轴作旋转运动，产生离心惯性力，使叶片的刚度增大，即为应力刚化现象.1987年，Kane等[2]首次提出了“动力刚化”的概念.叶片固有频率除受应力刚化影响外，还受旋转软化的影响.旋转软化是因大变形几何非线性产生的效应，它使系统刚度减小.廖日东等[3]探讨了旋转软化效应下涡轮叶片的模态特性；Xiao等[4]以移动刚体上的梁为研究对象，考虑了应力刚化和旋转软化的影响，分析了梁的动态特性和稳定性；李德信等[5]研究了应力刚化和旋转软化对轴流式压缩机叶片固有频率的影响，计算了叶片的动应力，为叶片的调频和振动特性的改善提供了依据.本文综合考虑应力刚化和旋转软化的影响，对800 W小型风力发电机叶片的固有频率及其模态特性进行分析.

1叶片振动的理论基础

1.1基本理论

1.3旋转软化效应

旋转物体由于离心力的作用使其产生变形，从而引起刚度减小的现象称为旋转软化.以旋转的弹簧-质量系统说明旋转软化现象.如图1所示，在小变形情况下系统的平衡方程为

2风力发电机叶片模态分析

4结论

对于小型风力发电机叶片，应力刚化和旋转软化都对其固有频率有一定的影响.比较而言，旋转软化对叶片的固有频率的影响要比应力刚化小；仅考虑旋转软化时，叶片固有频率比旋转角速度为零时低.还研究了应力刚化和旋转软化共同作用时对叶片固有频率的影响，所得结果接近于仅考虑应力刚化时的固有频率.这更能准确地反映叶片固有频率的真实变化情况.

参考文献：

[1]何显富，卢霞，杨跃进，等.风力机设计、制造与运行[M].北京：化学工业出版社，2009.

[2]KANE T R，RYAN R R，BANERJEE A K.Dynamics of a cantilever beam attached to a moving base[J].Guidance，Control and Dynamics，1987，10（2）：139-151.

[3]廖日东，左正兴，陈宏，等.考虑旋转软化效应的涡轮叶片模态特性研究[J].内燃机学报，2000，18（1）：77-79.

[4]XIAO S F，CHEN B.Dynamic characteristic and stability analysis of a beam mounted on a moving rigid body[J].Archive of Applied Mechanics，2005，74（5/6）：415-426.

[5]李德信，陈江辉.轴流式压缩机叶片固有频率及动应力分析[J].振动与冲击，2011，30（7）：138-142.

[6]王勖成.有限单元法[M].北京：清华大学出版社，2011.

频率响应篇7

关键词：FPGA；DD；扫频信号；优化设计

Research and Design of weep Frequency ignal ource Based on FPGA

WANG Quanzhou,PEI Dong,YANG Zhimin,LUO Baolong,LI Junjun

(College of Physics and Electronic Engineering,Northwest Normal University,Lanzhou,730070,China)[J12/3]

Abstract：his paper introduces the principles of frequency sweep circuit and DD technology,presents an implementation of DD technology-based sweep frequency signal source using FPGARealizations of the design and the circuit by Verilog programming language is givenhrough the use of pipelining technology,the phase accumulator performs betterImprovement of the ROM compression algorithm reduces the memory capacity,and completes the optimization of the entire system designBy validating the correct results of the program design through the Quartus Ⅱ software simulation and realizes this sweep signal source in the hardware circuit in the end

Keywords：FPGA;DD;sweep frequency signal source;optimization design[J12/3]

扫频技术是电子测量中的一种重要技术，广泛用于调频放大器、宽频带放大器、各种滤波器、鉴相器以及其他有源或无源网络的频率特性的测量。扫频信号源是整个测量系统设计的关键环节之一，随着被测量的频率和精度要求的不断提高，由传统的晶体振荡器设计的扫频信号源已不能满足要求。因此，近年来出现一种直接数字频率合成技术(DD)，它采用数字电路合成所需波形，具有精度高、产生信号信噪性能好、频率分辨率高、转换速度快等优点。本文设计的扫频信号源是基于DD技术，并在Altera公司的EP2C20上实现逻辑综合、布局布线、时序仿真及功能验证。DD电路、扫频信号的控制及显示电路均集成在FPGA中实现了片内集成，不仅减小了电路尺寸，而且还增强了抗干扰性，使可靠性得到了进一步的提高。该扫频信号源克服了传统扫频信号源电路复杂、价格昂贵、体积庞大等缺点，具有扫频和点频两种频率输出方式及测频、扫速控制等功能。

1 扫频技术的原理

将正弦信号加入线性时不变系统，其稳态响应是与输入信号相同频率的正弦量，但它的幅值和相位则决定于具体系统的动态特性。为此，就需要分析在正弦信号作用下，一定频率范围内系统的输出量和输入量的幅值比和相位的变化规律，即系统的频率特性。 一个系统输出量与输入量之比称为频率响应函数。即：

其中，频率响应的模A(ω)=|(ω)|是表征输出与输入的幅度之比，称为系统的幅频特性。频率响应的相位φ(ω)=∠(ω)是表征输出与输入的相位之差，称为系统的相频特性。И

为了测量系统的频率响应，可以对系统采用逐点扫描的方法，也可以采用扫频的方法。采用扫频的方法通常需要利用扫频信号发生器产生一定频率范围的扫频信号，并将这一信号加到被测系统的输入端。同时，测出该系统对应的扫频输出。则测出的输出信号与对应的输入信号幅度之比就是系统的幅频特性。输出信号与对应的输入信号的相位之差就是系统的相频特性。

2 基于DD技术扫频信号源的设计与实现

频率响应篇8

关键词：双预应力；混凝土梁；自振频率；APDL；ANSYS

中图分类号：TU528.571文献标识码： A 文章编号：

0引言

预应力混凝土在桥梁领域的推广应用引领着世界桥梁朝着大跨度、低截面高度、经济合理、耐久适用、美观大方的方向发展。双预应力混凝土梁就是根据发展要求应运而生的一种特殊的预应力梁体系，该体系多为简支梁体系。自振频率是双预应力混凝土梁动力特性的一个重要指标，也是进行其他动力特性分析的基础。传统的研究是基于试验的基础上[1-4]，本文基于采用ANSYS中APDL语言对双预应力梁进行了参数化建模，模拟分析了双预应力混凝土简支梁自振频率，分析了预拉（压）应力大小与预拉（压）力筋偏心距对自振频率的影响，大大提高了工作效率，为进一步对双预应力混凝土梁的动力特性研究作了准备工作。

1 ANSYS建模计算过程

考虑到要分析预应力大小及预应力筋实置对梁自振频率的影响，因此采用实体单元模型模拟双预应力混凝土梁的混凝土以及预应力筋。采用ANSYS中APDL语言通过编写命令流实现各实体单元之间的联接。建立参数化模型分析预应力大小及预应力筋偏心距对双预应力混凝土梁自振频率的影响。具体计算过程如下：

① 首先对单元类型及本构关系进行选取。混凝土单元采用Solid65三维实体单元，预应力筋则采用Pipe16单元。混凝土本构模型采用多线性随动强化模型(MISO)，预应力筋本构模型则采用双线性随动强化模型(BKIN)。

②确定好单元类型和本构模型后，利用APDL语言编写双预应力混凝土梁有限元模型数据文件，包括单元信息、材料信息、实常数信息以及网格划分等，在对数据文件编写时对数据进行参数化处理。例如：将2赋给参数X，将3赋给参数Y，将4赋给参数Z，然后执行命令K,1,X,Y,Z，相当于定义坐标为(2,3,4)的关键点1，定义关键点1的完整命令流如下：

X=2

Y=3

Z=4

/Prep7

K,1,X,Y,Z

如果修改上述命令流中的X,Y,Z的赋值大小，后边定义的关键点1的位置则相应改变。

③模型建立完成后采用实体切割法对模型使用工作面进行切割，切割出预应力筋的位置，然后采用映射网格划分法(VSWEEP)分别对梁体和预应力筋进行网格划分。

④网格划分完成后使用ANSYS命令首先进行静力分析求解，采用升降温法分别对预拉力筋和预压力筋施加预应力，计算模型在重力荷载作用下的应力与应变，如图1所示。

图1双预应力混凝土简支梁变形图

Fig.1 Deformation diagram of Bi-prestress concrete beam

⑤静力分析求解完成后再次进入ANSYS求解器，设置分析类型为模态分析，打开预应力开关，计算前3阶自振频率。预应力开关打开和关闭的命令流为[5]：

PSTRES,1（0）

命令中1代表预应力开，0代表预应力关。

2 预拉（压）应力大小对自振频率的影响

按照ANSYS中模态分析流程计算图2中不同预拉（压）应力下双预应力混凝土梁自振频率变化规律。设分析预压力为P1，预拉力为P2，预压力筋偏心距为e1=40mm，预拉力筋偏心距为e2=40mm。ANSYS计算结果如表1所示。

图2预应力筋布置图

Fig.2Schematic diagram of pre-stress reinforcement

distribution

表1 预拉（压）应力大小对自振频率的影响

Table1. The effective of Pretension or pre-press value to

natural frequency

由表1可知，随着预拉力的增加，自振频率增加；随着预压力的增加自振频率减小。

3 预拉（压）力筋偏心距对自振频率的影响

固定预应力不变，取P1=50KN，P2=100KN，分别改变预压力筋偏心距e1或预拉应力偏心距e2，分析偏心距对双预应力混凝土梁自振频率的影响。ANSYS计算结果如表2所示。

表2 预拉（压）力筋偏心距对自振频率的影响

Table2. The effective of eccentricity ofPretension or

pre-press reinforcement to natural frequency

由表2可知，随着预拉力筋偏心距的增大自振频率略有增大，但增大的幅度很小。随着预压力筋偏心距的增大自振频率出现增大的趋势，但增大幅度非常小。

4 结 论

（1）利用APDL语言进行参数化编写双预应力混凝土简支梁自振频率模态分析命令流可提高工作效率。

（2）双预应力混凝土梁自振频率与预应力大小及预应力筋偏心距有密切关系，对于一般预应力梁而言，偏心距较小，故预应力对自振频率的影响占主要因素。

参考文献

[1] M.Saiidi,B.Douglas,S.Feng.Prestress force effect on vibration frequency

of concrete bridges [J].Journal of structural Engineering.1994,120(7):

2233-2241.

[2]Ayaho Miyamto，Behavior of prestressed Beam Strengthened with External Tendons[J].Journal of structural Engineering,2000.1030-

1037.

[3]张耀庭，汪霞利，李瑞鸽.预应力梁固有频率的试验研究[J].华中科技大学学报（自然科学版）,2007,35,(2):12-15.

频率响应篇9

【关键词】高频焊管；生产过程；最佳效率；参数设定

一、高频焊接技术概述

在焊接中利用设备将低功率转化为高频功率，以此对固态金属完成熔化与焊接的过程，在高频焊接中大多数的功率都消耗在线圈发热、阻抗和压辊、管坯的加热上，所以在焊接中要保证效率就必须控制线圈、阻抗和轧机的相互配合上，这样才能优化焊接的过程，保证焊接中功率的消耗在合理的范围内，这就是高频焊接技术中必须注意的问题。

二、高频焊接原理分析

所谓高频焊接中的高频就是指频率在50KHz-400KHz的电流，这样的电流作用在金属上会出现两种效应，一种是集肤效应：高频电流通过导体会出现不均匀的情况，且导体表面的密度大内部小，这就是集肤效应；一种是邻近效应，就是高频电流在相邻导体间出现反向流动，电流会集中到边缘，即是另一边较短也不不会向较短的边流动，即邻近效应。这两种效应是实现高频焊接的基础，高频焊接正是利用集肤效应使得高频电流集中在工作表面，利用邻近效应控制高频电流的回路位置与范围，从而在很短时间内对邻近的钢板进行加热并熔融完成焊接。

三、效率参数设定

1、高频电流选取

在焊接中，如果是低频电流通过电阻会产生消耗，随着电流频率的增加其磁场也就越强，感抗在阻抗中为主导，且频率越高其越大。在焊接中作为初级绕组的感应线圈，此规格也应合理。功率可以通过电磁耦合进行控制，高频所产生的慈损和线圈匝数、电流相关。此时如频率为60Hz的电源进行工作，则需要一个上百匝的线圈和千安的电流，而高频焊接仅需要1-3匝和几百安的电流即可完成。

2、操作效率

高频焊接在操作中造成效率下降主要是因为感应线圈和阻抗的配合不良。当电压施加在管坯上的时候，一部分电流会在V型区内加热边沿；一部分则流动到开口底部内环表面，并经过外环返回产生损耗。此时流经V区和内表面的电流大小取决与其阻抗的大小。缩短V区的长度和保持近距离可以减小阻抗，减小功率消耗。V区长度对加热区效应的影响比频率还要大。因此在操作中应加以控制。

3、边部状态

因为边部状态会影响焊接的效率，应加以处理，V形区带钢边往往在细部上是不规则的，这就会增加焊接时的功率消耗，熔融后挤出的金属量较多，产生不规律的焊珠，从而导致焊接质量下降。所以为了保证焊接质量就应当在焊接前对边部的状态进行处理，保证其平滑，以此保证V形区对接状态良好。

4、阻抗器设置

阻抗器是在高频焊接中较为重要的设备，其作用是加强高频电流的集肤效应和相邻效应。阻抗器在工作中为了获得更大的电流阻抗，以帮助电流进行集中，即在有效的焊接区域内形成高效作用。同时按照工作线圈的电流来完成磁场的集中，使得电流集中且产生更强的焊接效应。阻抗器最终为重要的就是磁性，在使用中应选择磁通密度和振荡性高、电磁损耗小的材料。但是有时这些条件是不能相互兼容的，因此需要在焊接中掌控配合的尺度。焊接中阻抗器设置的位置也是十分重要的，如果过于集中则虽然效率有所提高但是容易造成损坏，导致设备故障。所以通常将阻抗器放置在工件的内部，并保证其与焊接的工件内部保有一定的距离，以此保证焊接效果与其安全。多数小机组工作时，阻抗器安装在管子的下底部，这种放置方式是不科学的，容易降低焊接效率且管子的移动也不方便。

阻抗器的磁性应从感应线圈的中心向外拓展至挤压点，最小的阻抗器长度为挤压辊直径加上感应线圈的长度，一些操作者一阻抗器的前端作为最佳位置是不对的，容易产生大量的焊珠，虽然阻抗器的寿命得到了延长，但是却增加了功率消耗。按照工作经验看，高频焊接中需要尽量去除内毛刺，阻抗器智能放在内毛刺去除工具中，阻抗器的及面积将十分小，此时采用磁棒的集中扇面布置其效果要好于环形布置的效果。阻抗器与焊接点的距离也会影响焊接中的效率，阻抗器和管内壁之间应保持一定的距离，通常为6-15mm，管径则取上限。阻抗器与焊接件必须同心设置，其工作端与焊接搭建之间保持一定的距离，通常为10-20mm。

5、感应圈设计

固态焊接的过程中，通常会采用低压大电流的工作模式，这样焊接较为安全，此时因为工作线圈的功率消耗是电流值的平方，及时线圈上有较小的电阻，仍然会导致功率的消耗增加，因此在实际焊接中应控制感应线圈的电阻值，即尽量降低其电阻以获得较大的效率，通常在焊接中会采用电阻较低的材料制作感应线圈，如无氧铜板和冷却管钎焊的方式来构成感应线圈的主体。

6、焊接频率

在焊接中焊接频率的选择也会影响焊接的质量与效率，对于钢管的高频频率通常为80-800KHz之间，尽管这样一个范围对加热区的影响并不很大，但是对其加热的质量会产生直接的影响。对焊接过程效应的影响阻抗则大于频率对焊接效率的影响。但是阻抗损失会因为频率的改变而改变，频率增加则阻抗损失增加，所以要保证阻抗器在焊接中保持冷却。在高频焊接中，相对低的频率适应大直径的管件，而高频率则适应小直径的管件，所以在焊接中应注意对频率的控制。

四、结束语

高频焊接技术利用电流频率改变而对金属产生集肤效应和邻近效应，由此导致金属熔融并完成焊接，因此其电流的控制是最为重要的技术参数，上面所分析的就是在高频焊接管件的过程中所需要控制的主要技术参数，以及其技术特性，说明要降低能耗就必须利用阻抗、频率、感应线圈等综合性调试才能保证焊接质量。

参考文献

[1]李连杰，戴乐.高频感应焊接的特点及其在异种金属焊接中的应用[J].电焊机， 2011，（06） .

频率响应篇10

关键词：LDO线性稳压器；LDR；频率补偿；频率稳定

中图分类号：TN432 文献标识码：B 文章编号：1004373X(2008)1515703

Pole Tracking Frequency Compensation for LDO Regulator

WANG Xihu,WU Longsheng,LIU Youbao

(Xi′an Microelectronic Technology Institute,Xi′an,710054,China)

Abstract：A novel frequency compensation technique for low-dropout linear regulator is presented.The proposed technique,called pole tracking compensation,provides fast transient response and does not need on-chip frequency compensation capacitor which helps enable higher integration.Theoretical analysis and simulation results show that the stability of LDO regulator is guarded under full load condition.

Keywords：LDO linear regulator;LDR;frequency compensation;frequency stability

1 引 言

便携电子设备无论是由蓄电池组，还是交流市电经过整流后(或交流适配器)供电，工作过程中，电源电压都存在变化。例如单体锂离子电池充足电时的电压为4.2 V，放电后的电压为2.3 V，变化范围很大。而各种整流器的输出电压不仅受市电电压变化的影响，还受负载变化的影响。因而近年来，低压差线性稳压器(Low Dropout Linear Regulator)以其低成本，高电池利用率，洁净的输出电压等特点，被广泛应用于移动电话、掌上电脑等消费类电子产品，以及便携式医疗设备和测试仪器中。

LDO稳压器的频率补偿设计，不仅直接决定了频率稳定性，而且对LDO稳压器的性能参数，尤其是瞬态响应速度，有很大的影响。此外，随着当前半导体集成电路工艺的发展，越来越多的功能电路能够被集成于单一芯片中，而现有的LDO稳压器频率补偿技术，对芯片上频率补偿电容的需要，大大阻碍了LDO稳压器芯片集成度的提高和与其他功能电路的系统集成。

本文对LDO稳压器的频率稳定问题，和现有的频率补偿设计技术进行了理论分析。在此基础上，提出了一种新型的频率补偿方法，并给出了电路实现途径。通过一个采用TSMC0.18 μm混合信号半导体工艺，最大输出电流为100 mA的LDO稳压器设计，对该方法做出了进一步的说明。最后，结合LDO稳压器的HSpice仿真结果，对本文提出的频率补偿方法的效果进行了讨论。

2 LDO稳压器频率补偿

LDO稳压器的典型结构，如图1所示。图1中，Vref为具有良好温度特性的电压参考信号，Vin为不稳定的输入电压信号，Vo为输出电压信号。LDO稳压器利用由压差放大器、电压缓冲器、电压调整管Mpass和反馈网络构成的负反馈环路，维持Vo稳定。

图1 LDO稳压器典型结构当环路对一定频率的信号的相移达到-180°时，负反馈成为了正反馈，如果环路增益T仍大于单位增益，环路将产生自激振荡，失去稳定Vo的作用，故需要频率补偿设计，来保证在相移达到-180°之前，T已衰减到单位增益以下。在单位环路增益频率fu处，环路相移与180°的和，被称为相位裕度θ。在θ与闭环增益Acl间存在以下关系：

|Acl(fu)|=1β*11+expj(θ-180°)(1)

其中β为反馈系数，1/β为低频闭环增益。

由式(1)可以看到，若相位裕度小于60°，则|Acl|大于1/β，即发生过冲。过冲会导致LDO稳压器的阶跃响应呈现欠阻尼振荡(振铃)。因而相位裕度不仅是考察频率稳定性的重要参数，而且对瞬态响应也有很大影响。

图1中存在两个低频极点，分别为位于电压缓冲器输出端的极点P1，和LDO稳压器输出端的极点P2。P1与P2的值由电压缓冲器的输出等效电阻Ro1，Mpass的栅、源极电容Cgs，LDO稳压器输出端的等效电阻Ro2和外接电容Co决定:P1=-12π*Ro1*Cgs(2)

P2=-12π*Ro2*Co=-12π*(Vo/Io)*Co

=-Io2π*Vo*Co(3) 为保证LDO稳压器的频率稳定性和足够的相位裕度，P1与P2的间距(P1/P2)应足够大。但由式(3)，P2随着LDO稳压器的输出电流的增大，逐渐向高频移动，使P1和P2的间距缩小，造成频率稳定性变差。

传统LDO稳压器的频率补偿方法，如图1所示，利用了输出端电容Co及其等效串联电阻Resr，产生一个左半平面(LHP)零点Z1：Z1=-12π*Resr*Co(4) 若Resr的取值使Z1与P1足够接近，并相互抵消，则在LDO稳压器的通带内只有一个极点P2，环路相移不会超过-180°。但是，Resr会增加Vo在瞬态过程中的变化幅度，降低对Vin中噪声的抑制，且对Resr取值的要求，限制了Co可选择的类型，增大了使用难度和系统成本。此外，Resr的值还受到环境温度、电压和频率的影响，所以频率稳定性不能得到可靠的保障。

由于以上原因，当前的LDO稳压器，多采用内部频率补偿。一类内部频率补偿技术借鉴了传统LDO稳压器的零、极点抵消方法，并利用前馈技术［1］,或芯片内部的RC网络［2］和电压控制电流源［3］，产生所需的零点。但是，要做到芯片内产生的零点与相应极点的完全匹配，是非常困难的。而未能相互抵消的零点和极点，会成为LDO稳压器通带内的零、极点对(doublet)，造成Vo建立时间的增加。另一类广泛使用的内部频率补偿为米勒频率补偿。米勒补偿具有极点分离的特性，即通过跨接在Mpass栅极和漏极的米勒电容Cm，将P1推向低频， P2推向高频。米勒补偿后，P1与P2由式(2)、式(3)变为：P1-12π*gm*Ro1*Ro2*Cm(5)

P2-gm2π*Co(6) 其中，gm为Mpass的跨导。

由式(5)，欲使P1远小于P2，则Cm会很大，电路内部对其充放电的过程造成Vo的压摆时间tsr变长。因Co很大，由式(6)，P2处于低频，限制了增益带宽GBW。米勒补偿对tsr和GBW的影响，直接增大了LDO稳压器的环路延时td(参看式(7))。虽然通过嵌套的米勒频率补偿方法［4］或电容倍增电路［5］，能够减小Cm，但未能根除Cm对LDO稳压器芯片的集成度的影响。tdtsr+1/GBW(7) 针对以上问题，下节将给出一种能够保证LDO稳压器的高速，且无需芯片上频率补偿电容的新型频率补偿方法。

3 极点跟随频率补偿

LDO稳压器空载时，由式(3)，P2为0 Hz(实际上，此时P2=-λ*IDMpass2π*Co，λ和IDMpass为Mpass的沟道调制系数和漏极电流)，P1只需大于0 Hz，P1与P2的间距(P1/ P2)就足以保证频率稳定性。随着输出电流的增大，P2向高频移动，如果P1能够跟随P2的变化，则P1与P2的间距得到维持。极点跟随的频率补偿，即是当输出电流变化时，通过使P1跟随P2的变化，获得频率稳定性的方法。

一种使P1跟随P2变化的电路实现，可利用共集电极和共漏极电压缓冲器的输出电阻，分别与偏置电流和偏置电流的开方成反比的规律，根据输出电流来动态地调整电压缓冲器的偏置电流，使P1也受输出电流控制。

一个采用了极点跟随频率补偿的LDO稳压器，如图2所示。其中，完成频率补偿的动态偏置电压缓冲器，包括了由MOS晶体管MP3，MN4和运算放大器OPA组成的输出电流监测电路，由MN1~MN3和MP1~MP2组成的电流镜电路，以及由电流源IB2，IB3和双极晶体管Q3~Q6组成的电压缓冲器。图2 一个采用极点跟随频率补偿的LDO稳压器 输出电流监测电路中的MP3与LDO稳压器的电压调整管Mpass的源、栅极驱动电压相等，且由于运放OPA输入端“虚短”特性，MP3的漏极(OPA正向输入端)电压等于Mpass的漏极(OPA负向输入端)电压，故有：IDMP3IoIDMP3IDMpass=(W/L)MP3(W/L)Mpass=K1(8) 电流镜电路的输入电流IDMP3与输出电流IDMP1，IDMN1，有以下关系：

IDMP1IDMP3=IDMN1IDMP3=(W/L)MN2(W/L)MN3=(W/L)MN1(W/L)MN3=K2(9)

电压缓冲电路中，Q3~Q4和IB2~IB3为Q5~Q6提供了甲乙类输出控制，Q3~Q6构成了一个跨导线性环(trans-conductance linear loop)，因而有：ICQ3ICQ6=ICQ4ICQ5=AEQ3AEQ6=AEQ4AEQ5=K3(10)其中，AEQ3~AEQ6为Q3~Q6的发射极面积。

又因ICQ3，ICQ4分别为IB2与IDMP1，IB3与IDMN1之和，若IB2=IB3，IDMP1IB2，IDMN1IB3，则由式(8)、式(9)和式(10)，有：ICQ5=ICQ6=K1K2*K3*Io=K*Io(11) 故动态偏置电压缓冲器输出电阻Ro1为：

Ro1=REQ5REQ6=12*VTICQ5=VT2*K*Io(12)

其中VT为热电压。

将式(12)代入式(2)，有：

P1=-12π*Ro1*Cgs=-Io*Kπ*Cgs*VT(13)

对照式(3)与式(13)，可以看到，P1/P2独立于Io，故图2中的LDO稳压器获得了在整个负载变化范围内的频率稳定性。

4 仿真结果与讨论

采用TSMC 0.18 μm混合信号Spice模型，和高精度仿真工具HSpice，对图2中的LDO稳压器进行了设计与仿真验证。在Co=1 μF，Io=100 mA的条件下，环路增益T的幅频与相频响应的仿真结果如图3所示，在单位环增益频率内，幅频特性与单极点系统相同，以-20 dB/dec的速度衰减，相位裕度大于80°。

图3 LDO稳压器环路增益的幅频与相频特性图4为输出电流Io在20 ns内由0跳变为100 mA时，LDO稳压器输出电压Vo的瞬态响应。由图4可以看到，Vo从空载到满载的转换时间约为0.5 μs。如此良好的瞬态响应是由于极点跟随频率补偿具有以下优点：极点P1对P2的跟随，减小了P1的附加相移，增加了相位裕度，则由式(1)，有利于减小过冲导致的输出电压振铃现象；无需引入零点，因而避免了零、极点对造成的输出电压稳定时间的增加；对带宽没有限制，且无需米勒频率补偿电容，则由式(7)，有利于减小环路延时。此外，电压缓冲器中的甲乙类推拉结构和动态电流，对提高响应速度也有很大帮助。

图4 LDO稳压器瞬态响应最后需要说明的是，对输出电压Vo进行的直流扫描结果表明，Vo在整个输出电流范围内的变化较大，约为4%。经分析，主要由以下因素造成：图2中的宽带压差放大器的非对称结构引入了较大的输入失调电压；双极器件的基极电流，以及NPN型器件与PNP型器件参数(放大倍数等)的差异引入的误差。通过改用对称结构的低失调压差放大器，并将双极器件替换为MOS器件，可提高LDO稳压器的精度。但是由于低失调压差放大器引入的低频极点，以及MOS器件的低跨导造成的P1的频率降低，会减小相位裕度，所以应避免在压差放大器中采用电流镜(引入镜极点)或共源共栅(增加节点电阻)等结构，并适当提高电压缓冲器中器件的尺寸和偏置电流。

5 结 语

本文提出的极点跟随的频率补偿方法，提供了LDO稳压器良好的频率稳定性和瞬态响应，且无需芯片上频率补偿电路，因而不仅适用于高负载变化响应速度的单芯片LDO稳压器，在集成电源管理和片上系统(SOC)方面，也有较好的应用前景。

参 考 文 献

［1］Leung K N,Mok P K T,Ki W H.A Novel Frequency Compensation Technique for Low-Voltage Low-Dropout Regulator\.IEEE International Symposium on Circuits and Systems,1999(5):102-105.［2］Ka Chun Kwok,Mok P K T.Pole-Zero Tracking Frequency Compensation for Low Dropout Regulator\.IEEE International Symposium on Circuits and Systems,2002(4):735-738.

［3］Chava C K,Silva-Martinez J.A Robust Frequency Compensation Scheme for LDO Voltage Regulators\.IEEE Transactions on Circuits and Systems Part-I,2004,51:1 041-1 050.

［4］Lau S K,Leung K N,Mok P K T.Analysis of Low-Dropout Regulator Topologies for Low-Voltage Regulator\.IEEE Conference on Electron Devices and Solid-State Circuits\.Hong Kong,2003(3):379-382.

［5］Kok Soon Yeo,Ai min Xu,Joel pensating Capacitive Multiplier,U.S.6,812,778 B1\.2004.