偏置电路设计范文10篇

偏置电路设计范文篇1

光电检测技术是光学与电子学相结合而产生的一门新兴检测技术［1］。它主要利用电子技术对光学信号进行检测，并进一步传递、储存、控制、计算和显示［2］。光电检测技术从原理上讲可以检测一切能够影响光量和光特性的非电量。它可通过光学系统把待检测的非电量信息变换成为便于接受的光学信息，然后用光电探测器件将光学信息量变换成电量，并进一步经过电路放大、处理，以达到电信号输出的目的［3］。然后采用电子学、信息论、计算机及物理学等方法分析噪声产生的原因和规律，以便于进行相应的电路改进，更好地研究被噪声淹没的微弱有用信号的特点与相关性，从而了解非电量的状态。微弱信号检测的目的是从强噪声中提取有用信号，同时提高检测系统输出信号的信噪比。

1光电检测电路的基本构成

光电探测器所接收到的信号一般都非常微弱，而且光探测器输出的信号往往被深埋在噪声之中，因此，要对这样的微弱信号进行处理，一般都要先进行预处理，以将大部分噪声滤除掉，并将微弱信号放大到后续处理器所要求的电压幅度。这样，就需要通过前置放大电路、滤波电路和主放大电路来输出幅度合适、并已滤除掉大部分噪声的待检测信号。其光电检测模块的组成框图如图1所示。

2光电二极管的工作模式与等效模型

2．1光电二极管的工作模式

光电二极管一般有两种模式工作：零偏置工作和反偏置工作，图2所示是光电二极管的两种模式的偏置电路。图中，在光伏模式时，光电二极管可非常精确的线性工作；而在光导模式时，光电二极管可实现较高的切换速度，但要牺牲一定的线性。事实上，在反偏置条件下，即使无光照，仍有一个很小的电流(叫做暗电流或无照电流1。而在零偏置时则没有暗电流，这时二极管的噪声基本上是分路电阻的热噪声；在反偏置时，由于导电产生的散粒噪声成为附加的噪声源。因此，在设计光电二极管电路的过程中，通常是针对光伏或光导两种模式之一进行最优化设计，而不是对两种模式都进行最优化设计［4］。

一般来说，在光电精密测量中，被测信号都比较微弱，因此，暗电流的影响一般都非常明显。本设计由于所讨论的待检测信号也是十分微弱的信号，所以，尽量避免噪声干扰是首要任务，所以，设计时采用光伏模式。

2．2光电二极管的等效电路模型

工作于光伏方式下的光电二极管的工作模型如图3所示，它包含一个被辐射光激发的电流源、一个理想的二极管、结电容和寄生串联及并联电阻。图中，IL为二极管的漏电流；ISC为二极管的电流；RPD为寄生电阻；CPD为光电二极管的寄生电容；ePD为噪声源；Rs为串联电阻。

由于工作于该光伏方式下的光电二极管上没有压降，故为零偏置。在这种方式中，影响电路性能的关键寄生元件为CPD和RPD，它们将影响光检测电路的频率稳定性和噪声性能。CPD是由光电二极管的P型和N型材料间的耗尽层宽度产生的。耗尽层越窄，结电容的值越大。相反，较宽的耗尽层(如PIN光电二极管)会表现出较宽的频谱响应。硅二极管结电容的数值范围大约在20或25pF到几千pF以上。而光电二极管的寄生电阻RPD(也称作"分流"电阻或"暗"电阻)，则与光电二极管的偏置有关。

与光伏电压方式相反，光导方式中的光电二极管则有一个反向偏置电压加至光传感元件的两端。当此电压加至光检测器件时，耗尽层的宽度会增加，从而大幅度地减小寄生电容CPD的值。寄生电容值的减小有利于高速工作，然而，线性度和失调误差尚未最优化。这个问题的折衷设计将增加二极管的漏电流IL和线性误差。

3电路设计

3．1主放大器设计

众多需要检浏的微弱光信号通常都是通过各种传感器来进行非电量的转换，从而使检测对象转变为电量(电流或电压)。由于所测对象本身为微弱量，同时受各种不同传感器灵敏度的限制，因而所得到的电量自然是小信号，一般不能直接用于采样处理。本设计中的光电二极管前置放大电路主要起到电流转电压的作用，但后续电路一般为A／D转换电路，所需电压幅值一般为2V。然而，即使是这样，而输出的电压信号一般还需要继续放大几百倍，因此还需应用主放大电路。其典型放大电路如图4所示。

该主放大器的放大倍数为A=l＋R2/R3，其中R2为反馈电阻。为了后续电路的正常工作，设计时需要设定合理的R2和R1值，以便得到所需幅值的输出电压。即有

3．2滤波器设计

为使电路设计简洁并具有良好的信噪比,设计时还需要用带通滤波器对信号进行处理。为保证测量的精确性，本设计在前置放大电路之后加人二阶带通滤波电路，以除去有用信号频带以外的噪声，包括环境噪声及由前置放大器引人的噪声。这里采用的有源带通滤波器可选通某一频段内的信号，而抑制该频段以外的信号。该滤波器的幅频特性如图5所示。图5中，f1、f2分别为上下限截止频率，f0为中心频率，其频带宽度为：

B=f2-f1=f0/Q

式中，Q为品质因数，Q值越大，则随着频率的变化，增益衰减越快。这是因为中心频率一定时，Q值越大，所通过的频带越窄，滤波器的选择性好。

有源滤波器是一种含有半导体三极管、集成运算放大器等有源器件的滤波电路。这种滤波器相对于无源滤波器的特点是体积小、重量轻、价格低、结构牢固、可以集成。由于运算放大器具有输人阻抗高、输出阻抗低、高的开环增益和良好的稳定性，且构成简单而且性能优良。本设计选用了去处放大器来进行设计。

本设计选用了去处放大器来进行设计。

图6所示的二阶带通滤波器是一种二阶压控电压源(VCVS)带通滤波器，其滤波电路采用有源滤波器完成，并由二阶压控电压源(VCVS)低通滤波器和二阶压控电压源高通滤波器串接组成带通滤波器。

对于第一部分，即低通滤波器，系统要求的低通截止频率为fc，其传递函数为：

第二部分为高通滤波器，系统要求的高通截止频率为fc，其传递函数如下：

4完整的检测电路设计

本光电检测系统设计的完整电路如图7所示。为方便表示，电路中的R2、R3即为前面等效电路模型中的RT、RF。前级部分由光电转换二极管与前级放大器组成，这也是光电检测电路的核心部分，其器件选用高性能低噪声运算放大器来实现电路匹配并将光电流转换成电压信号，以实现数倍的放大。然而，虽然前级放大倍数可以设计得很大，但由于反馈电阻会引入热噪声而限制电路的信噪比，因此前级信号不能无限放大。

偏置电路设计范文篇2

关键词:光电转化;放大电路

光电检测设备的核心技术包括:光电转化技术、光信息提取与测量以及电信号的处理技术。本文将着重介绍光电转化技术模块中光信号的检测与放大的电路设计，用于微弱信号的提取检测与放大。

1光电检测器

光电检测器能够检测出入射在其上面的光功率，并完成光/电信号的转换。对光检测器的基本要求是:在工作波长上具有足够高的响应度、响应速度足够够快、线性良好与噪声较低。目前常用的检测器主要有两种:pin型光电二极管和APD雪崩型光电二极管。

2前端放大电路

当入射光照射到光电二极管上会产生与入射光量成比例的电流，跨阻放大器作为光电转化的前端放大器其工作原理如下图所示，理论上光电二极管产生的电流Id都要经过图中的反馈电阻RF，输出电压VOUT=Id×RF，虽然电路原理简单，但若使系统具备最佳的性能在选择跨阻放大器时重点考虑以下参数。低输入失调电压:在光电检测前端电路中，因系统所用光电二极管并不是理想器件，在无光的情况下会有少量电流输出(暗电流)，而运算放大器的输入失调电压会使得光电二极管输出更多的暗电流，导致光电检测系统的失调误差增大，同时会缩小检测系统的动态范围。所以针对光电检测的前端电路应用，选择输入失调电压越低越好。低输入偏置电流:光电二极管输出电流进入运算放大器输入端或反馈电阻之外的其它地方都会产生误差，而零输入偏置电流的运算放大器时不存在的，所以选择一款低输入偏置电流的放大器对于减小系统误差很关键。此外对于微弱信号的检测应用中还要注意增益带宽的选择，因小信号的采集需要更高的增益，而过高的增益会可能会引起输出信号的振荡，所以在保证信号稳定的前提下需要在反馈电路中增加电容以补偿，但补偿电路的增加所带来的直接后果就是带宽的减小从而引起输出信号的失真，所以在具体的应用中要注意带宽与增益的平衡折中选择。

3二级放大电路

前级电路实现电流到电压的转换所以二级电路则主要专注于电压放大这一具体任务，所以我们在选择二级放大器时除了要关注上文提到的低失调电压、低偏置电流外还要注意共模抑制比、噪声系数以及温漂参数的选择。如右图所示:二级放大电路选择单端输入模式，按照一定倍数放大前端输出信号与基准GND之间的电压差，RF2、FG2组成的电阻网络作为二级放大电路所需的增益值。因单端输入模式的选择使得当前端信号出现很小的干扰时，二级输出电压值也会出现更大的变化，而选择较低的共模抑制比便可以改善这种问题。随着运算放大器工作时间的增加其温度会缓慢升高，而偏置电流、失调电压以及噪声等会随着温度的升高而增大，导致放大器输出端发生更大的变化，所以选择一款低温漂的放大器对系统的稳定很重要。

4电源滤波及布局走线

在电路设计过程中除了选择性能参数合适的放大器之外，还应注意对信号测量能够产生影响的其他因素，如电源纹波干扰，电磁辐射与干扰等，所以需要设计人员通过优化设计来减小外部因素对放大电路中信号提取与测量的干扰。首先在电路设计过程中增加滤波电路，降低通带外部的干扰，改善通带内的信号质量。其次采用集成电源模块可以增加电路电源的稳定性，且外部所需很少的器件便可实现电源纹波的滤波去耦，对于电路中微弱信号的检测有显著的优势;最后良好的布局布线与接地设计，可以增强屏蔽效果减弱外部因素对信号检测的干扰。

5结语

光电检测放大电路是精密光学检测与测量系统的重要构建模块，如何选择正确的运算放大器是系统获得最佳性能的第一步，本文只是简单介绍光信号检测中的一种电路，在实际的应用中还应注意器件与器件之间的匹配连接，以及电路结构的优化使设计更加简洁有效，才能使检测电路对复杂光信号进行高效的处理。

参考文献:

［1］刘彬，张秋蝉．光电检测前置放大电路的设计［J］．燕山大学学报，2003，27(3):193-196．

［2］霍戌文，李伟，李进，等．光电探测微弱信号放大器设计［J］．浙江理工大学学报，2005，22(3):160-162．

［3］李晓坤．精密光电检测电路设计方案［J］．电子产品世界，2003(23):37-39．

偏置电路设计范文篇3

关键词：液压支架；监测；电路设计

1液压支架监测系统模型的建立

1.1无线通信技术

液压支架工作环境比较复杂，通信频率、巷道的倾斜程度和井下的导体等多种因素都会影响无线通信信号。因此在设计矿井液压支架压力监测系统时必须要考虑到井下的特殊环境，考虑数据传输的可靠性。通过对目前市场上常用的无线通信技术比较，本文将ZigBee短距离无线通信技术应用于矿井环境监测中。ZigBee技术是一种新兴的短距离、低速率的双向无线通信技术，有自己的标准协议，可以在很多传感器间进行通信，具有很强的自适应性，主要应用于自动控制领域，同时可以实现系统定位，具有低功耗、近距离、短延迟、低速率、低成本、网络容量大、高安全性、工作频段灵活的特点。

1.2液压支架监测系统组网模型

液压支架会随着煤矿开采工作的推进而移动，但移动的距离很短。液压支架的排列呈直线型，针对液压支架的这种物理排布情况，节点的分布也应是带状的。采用星形与网状的混合网，网络中的路由节点与协调器组成网状结构，结构简洁、节点功耗减少，每个星形网络内的通信采用单跳通信，网状结构中的路由节点采用多跳通信。在实际工作环境中，每个液压支架上放置一个采集节点，每隔3个液压支架放置一个路由节点。在矿井实际环境中，液压支架的排列呈直线型，节点的分布是带状的，整体网络组成簇型线状网络拓扑结构。

2电路详细设计方案

监测系统的硬件设计方案分为2部分，一是终端采集节点，二是路由节点。终端采集节点包括电源管理模块、传感器、信号调理电路。终端节点采用定时唤醒模式，降低功耗，提高监测系统的使用寿命。终端采集节点与路由节点通过线缆连接。每个路由节点最大可以连接3个传感器节点，即相邻的三个液压支架需要采用同一个路由节点。每个路由节点配备一个5V的电池供路由节点与传感器节点使用。路由节点将从终端节点获得的模拟信号经过ADC芯片转换为数字信号，并通过ZigBee射频口传送给井下汇聚节点。路由节点也带有显示功能与按键，可以任何时候被唤醒查看3个终端节点的压力数值。终端采集节点的作用如下：将压力传感器转换的微弱模拟信号进行放大并通过线缆传输给路由节点；每个终端采集节点带有一片数据记录芯片，对由于传感器及放大电路带来的误差进行偏差校准。路由节点的作用主要如下：每个路由节点需要有一个5V电池供电路板使用；每个路由节点可以连接3个终端采集节点，对终端采集节点的模拟信号进行处理并通过RF模块传送给井下汇聚节点；路由节点带有简单的显示模块，便于工人就近查看支架压力；路由节点需要有相应的按键，以便在屏幕关闭情况下唤醒屏幕；路由节点电路板能对每个功能模块进行电源管理，便于降低整个系统功耗；路由节点单片机必须采用低功耗单片机；路由节点的电压输入需要适应较宽的电压范围。终端节点电路板设计能使用目前市场上绝大部分的压力传感器，且内部带有数字校准芯片，可以对每一套终端节点由于分离元器件带来的偏差进行校准。煤矿中的电磁干扰较大，为了调高测量精度，此方案设计必须把压力传感器与信号放大电路就近放置。且此方法可以把由传感器与放大校准电路组成的模块变为一个液压监测的一个标准化变送器。

2.1放大电路部分设计

为了能更好的调配放大电路的带宽、放大倍率，放大器没有选择专用的仪表放大器而选择了四个独立的高性能放大器TI公司的OP4376，相对于普通的仪表放大器一般偏置电流在几十pA以上，输入偏置电压在几十微伏级别，OP4376有较低的输入偏置电流典型值0.2pA与输入偏置电压典型值5uV，可以对uV级的信号变动进行采集。且此运放的价格TI官网公布为1.4$，并不贵。经过实测此电路设计的输入采样精度能达到5uV。2.2电源部分设计电源芯片采用的是MCP1252，为目前市场上用量较大的一款电源芯片，输入电压范围相对较宽，且属于无感式开关电源芯片，可以缩小终端节点的体积。效率相对也比较高。而且带有电源管理控制引脚，可以对终端节点的功耗进行有效管理进而降低整个系统的功耗。

2.3校准电路设计

本文建议校准芯片采用一线制的数字EEPROM芯片，具体型号不再指导。2.4路由节点电路设计：2.4.1电源模块设计整个系统输入电源由电池供电，电压比较稳定，考虑到电池在满电与低电压两种情况下压差较大，本文采用了宽范围的输入电源芯片TPS63060（输入电压范围2.5-12V），此电压范围能使用大量的本安电源。且此电源芯片的电流高达2.25A足够整个系统使用，即使是输入的电压降到2.5V级别。本设计还采用了3个mos开关管对系统的不同终端节点的电源进行管理，在电源功率方面采用了信号控制与电源切断双重保护的方式来降低功耗。2.4.2接口电路接口电路中有3个连接终端节点接插件，包括插头输入检测（插头第6引脚与第5引脚通过在插头上短路，进行判断终端节点的接通），对输入信号做了RC滤波与SMBD7000钳位保护处理。在与ZigBee模块通信上采用了串口通信，此处不再做介绍。整个系统的单片机采用TI公司的MSP430低功耗系列。此芯片有8路12位ADC输入引脚。可以利用此引脚直接对终端节点传来的信号进行模数转换。为了现场方便查看设置了两个按键开关（KEY1KEY2）与6位8段数码管，可以通过软件编写实现现场的液压支柱压力检测、电池电压检测、RF通信连接等功能。整个电路在设计中严格按照矿用本安电路设计，属于本安型电路，若再配本安型电池为系统供电后，本系统就可以变为本安型矿用液压支柱监测系统。此系统电路经过实际测试正常情况下整个系统功耗在mW级别，且经过15个月的测试未发现任何不良现象，完全能够使用到实际现场。

作者:马晓兰 单位:西安思坦仪器股份有限公司

参考文献

偏置电路设计范文篇4

关键词：压电；传感器；电路设计

压电传感器是用于动态测量的传感器，虽有低频响应差、不能测量静态信号的缺点，但与压阻传感器相比，具有动态响应好、频响宽的优点，被广泛应用于压力、位移、速度、加速度及冲击信号的测量。压电传感器的输出信号微弱、且输出阻抗很高，不能使用一般的运算放大器作为压电传感器的信号放大电路。以往的压电传感器放大电路[1~3]，由于传感器与放大电路之间不是一体化结构，要用一定长度的导线连接在一起，这就要求放大电路必须是电荷放大器。若要做成传感器及放大电路一体化结构，由于电荷放大器的电路较复杂，致使传感器体积较大，传感器的固有频率很难做大。当要求传感器有较高的固有频率时，就需要减小体积，电路板的面积大小就成为瓶颈。文献[4]所述的放大电路和传感器是一体化的，但电路结构较复杂，装配操作及调试都较为困难。为了使压电传感器体积减小又不降低性能，必须要对其放大电路进行研究探讨。本文试图设计一种一体化的压电传感器放大电路，达到传感器既有较小的体积、又有较高的性能的目的，使传感器的装配调试容易，能批量生产。

1电路设计原理

压电传感器是用螺栓将质量块、压电陶瓷片、引出线电极片及绝缘片紧固在底座上组成的刚性连接结构传感器，传感器的转换原理基于压电效应[5]，属于惯性力传感器。若传感器底座受到惯性力的作用时，质量块加在压电陶瓷片上的力也随之变化，当被测试件的振动频率远低于传感器的固有频率时，力的大小与被测参数的数值成正比例关系，压电陶瓷受力作用产生的电荷量与作用力相关联，测量放大转换成与被测参数相关的电压值，便可得到被测量的数值。压电传感器是自发电型的传感器，本身无需供电电源，可将其看作是电荷源或电压源。压电传感器受外力（振动、冲击等）作用时产生动态的电荷量（正弦波信号）很微弱。测量微弱的电荷信号，要求放大压电传感器信号的前置放大电路须具有很高的输入阻抗，以减少传感器接入放大电路后产生电荷的泄露，避免输入信号的跌落。压电传感器的放大可由电荷放大器和电压放大器来完成。电荷放大器的输出信号不受传感器引出线线间分布电容的影响，但组成放大电路的所需元件多，传感器做成一体化实为不便。当压电传感器与放大电路组成一体化结构时，传感器与电路间的间距很小，所需引线很短、且位置相对固定，由引线间形成的分布电容不大，用简单的电压放大电路对传感器的测量误差影响很小。选择封装体积很小的高输入阻抗仪表放大器将会使电路结构大为简化，电路所用元件也大为减少，不仅传感器的体积会减少很多，也可大大提高电路的可靠性，因为往往越是简单的电路其故障率就越低。为此设计成如图1所示的压电传感器放大电路。图1的电路包含了电荷信号的输入电路、放大器及放大器所需参考电压的稳压电路。电荷信号的两个输出端分别通过对稳压电路的输出端接入两个高阻值的电阻器后再接入放大器的输入端，以此为放大器的输入端提供了偏置电流回路，使放大器能正常放大交流信号，参考电压的加入为放大器放大交流信号提供了直流电位，以免放大器产生削波输出不完整的波形信号。

2试验结果

用PZT型压电陶瓷片组装成一体化的振动冲击传感器，用输入电阻＞1012Ω的MSOP-8封装形式的仪表放大器及静态电流很小、稳压值≤2VDC的基准稳压块组成图1所示的电路，电路的供电电压为5VDC，传感器的标定测量范围为0~100m/s2，用振动传感器标定试验台对传感器进行标定测试。图1所示的电路中，偏置电阻R是影响放大电路频率响应的关键所在。在一体化压电振动冲击传感器组装完毕后，将传感器固定于振动台上对输入输出特性进行测试。改换电路中偏置电阻R的数值，分别做了电阻值为2MΩ、10MΩ及51MΩ的测试试验，其频响特性如图2、图3及图4所示。图2和图3是传感器金属外壳未完全封闭情况下测试的，图4为完全封闭情况下的测试结果。可以看出，随偏置电阻R数值的增大，放大电路的频响特性会变好，可通过试验确定偏置电阻R的大小。另外，传感器金属外壳未完全封闭对传感器输出信号产生了干扰影响。当偏置电阻R为51MΩ时，给传感器施以0~100m/S2的振动加速度值，测试传感器的幅值线性度其结果如表1所示。从表1中数据计算得知，传感器的最大非线性误差为0.049%，其线性度非常好。

3结束语

偏置电路设计范文篇5

1传统模拟电子技术教学

1．1传统模拟电子技术理论教学模式。传统的模拟电子技术理论教学采用教师课堂知识灌输形式，即教师通过板书和PPT的方式在课堂上给学生讲授推导书本中的理论公式，通过已学的知识来推导和验证新的理论和公式［6］。例如在学习第二章“基本放大电路”时，教师是通过图解法和微变等效电路法来推导放大电路的静态工作点和交流电压增压。图1为采用图解法求解的单管共射电路，图中通过虚线把晶体管和电路分开，当输入信号ΔUI为0时，在晶体管的输入回路中既应该满足输入特性曲线，又应满足电路参数，因此:UBE=VBB－iBRb(1)图2为单管共射电路的输入特性曲线，由1式可以确定图中的输入回路负载线，其中斜率为-1/Rb，输入回路负载线与输入特向曲线的交点Q就是电路的静态工作点。图3为单管共射电路的输出特性曲线，与输入回路一样，在输出特性曲线中静态工作点既应在IB=IBQ曲线上，又应满足电路特性:UCE=VCC－iCRC(2)由2式可以确定图3中的负载线，其中负载线的斜率为-1/RC，IB=IBQ与输出特性曲线的交点即为静态工作点Q，其纵坐标值为ICQ，横坐标值为UCEQ。通过图解法可以求出单管共射电路的静态工作点Q，采用微变等效电路法可以求解电路的H参数，计算电路的电压增益、输入电阻和输出电阻等［7］。同样，集成运算放大电路、放大电路的频率响应、波形的发生和信号转换等章节都是采用传统的公式推导法来向学生讲解的。传统的模拟电子技术理论教学虽然可以使学生掌握课本中的基本概念和定理，但是繁杂的64物理概念以及抽象的公式推导过程往往让学生感觉到入门难、理解难、掌握难，仅仅依靠课堂理论灌输的教学模式就成为了一种“空对空”的教学模式［8］。1．2传统模拟电子技术实验教学模式。传统模拟电子技术实验教学主要采用模拟实验箱或模拟实验台模式，即学生通过导线插针在现有的实验箱或实验台上连接各种电子元器件或模块来搭建模拟电路的方式［9］。传统模拟电子技术实验教学模式虽然可以通过现有的模拟实验箱或实验台验证课本理论，较为灵活的设计简单模拟电路。但是，传统的模拟电子技术实验教学模式存在诸多缺点:(1)传统的模拟实验箱或实验台一般采用导线插针方式，在实验过程中容易发生插针折断堵塞插孔情况，影响设备德正常使用。(2)随着机箱设备的老化，设备内部经常出现导线或底座虚断、接触不良等情况，造成实验结果的失真。(3)由于传统实验箱或实验台采用模块集成方式，一般只包含了课内验证实验模块，难以激发学生的发散思维和创新能力。

2面向集成电路设计的模拟电子技术教学

2．1面向集成电路设计的模拟电子技术理论教学模式。面向集成电路设计的模拟电子技术在理论教学上采用“工程向导法”的教学思路，首先由教师结合生活实例提出一个具体的工程问题，让学生知道所学知识可以使用到日常生活中去，进而激发学生的学习热情。然后教师采用传统的教学方式，通过课堂讲授向学生传输工程项目所需的理论知识和定理，与传统理论课堂教学模式相比，面向集成电路设计的课堂理论教学在知识点讲授上按照“知识链”模式，即教师在教学内容安排上不再按照传统知识章节的顺序，而是以工程项目为导向，把做工程项目所需的知识点串在一起讲解。以设计“集成运算放大器”为例，集成运算放大器一般包括:偏置电流产生电路、差分输入放大电路、中间放大电路、功率放大电路四部分模块电路组成［10］。因此教师在课程内容安排上首先讲解偏置电流产生电路和电流复制电路，可以通过电流镜和微电流源的工作原理来讲解。然后讲解差分输入放大电路，通过差分输入放大电路的电路结构以及如何提高电路的共模抑制比为出发点进行讲解。接着讲解单级放大电路和多级放大电路的电压放大原理，最后讲解功率放大电路，主要向学生讲解功率放大电路如何提高电路的带负载能力。这样学生具备了基础知识之后就可以动手设计运算放大电路。在向学生讲解设计工程项目所需的基础知识之后，教师再引导学生学习设计模拟集成电路所用到的EDA(ElectronicDesignAutomation)软件，这里以在模拟集成电路设计行业被广泛使用的EDA软件Cadence和HSPICE为例。由于Cadence是在Linux操作环境下运行的，因此教师首先给学生讲授简单的Linux操作环境和基础指令，使学生能够初步掌握Cadence的运行方法，接着教师引导学生在Cadence中进行工程项目的原理图设计，最后使用Cadence把所设计的电路网表文件导入到HSPICE软件中进行参数仿真。使用HSPICE可以对所设计电路进行直流分析、交流分析、瞬态分析以及蒙特卡罗最坏情况分析等。2．2面向集成电路设计的模拟电子技术实验教学模式。面向集成电路设计的模拟电子技术实验教学采用“教师引导，学生开放设计”的教学模式。教师以“大作业”形式每学期给学生布置5～6道实验课题，制定好项目参数。学生课下搜集项目资料，自主设计电路架构并且进行仿真验证，最后提交项目结项报告。通过学生设计的电路参数是否达标以及结项报告的内容完整性给成合理的评判成绩。图5为指导学生设计的基于CMOS工艺库的运算放大器原理图，共分为三级:偏置电流产生电路、输入级差分放大电路、中间级放大电路。学生把原理图输入到Cadence中可以生成电路参数网表，再使用HSPICE仿真软件进行参数调试。最终可以仿真电路的开环增益、输入共模抑制比、电源抑制比等参数。

3结语

偏置电路设计范文篇6

关键词：开关电源；TOP249Y；脉宽调制；TOPSwitch

1引言

随着PWM技术的不断发展和完善，开关电源得到了广泛的应用，以往开关电源的设计通常采用控制电路与功率管相分离的拓扑结构，但这种方案存在成本高、系统可靠性低等问题。美国功率集成公司POWERIntegrationInc开发的TOPSwitch系列新型智能高频开关电源集成芯片解决了这些问题，该系列芯片将自启动电路、功率开关管、PWM控制电路及保护电路等集成在一起，从而提高了电源的效率，简化了开关电源的设计和新产品的开发，使开关电源发展到一个新的时代。文中介绍了一种用TOPSwitch的第三代产品TOP249Y开发变频器用多路输出开关电源的设计方法。

2TOP249Y引脚功能和内部结构

2．1TOP249Y的管脚功能

TOP249Y采用TO－220－7C封装形式，其外形如图1所示。它有六个管脚，依次为控制端C、线路检测端L、极限电源设定端X、源极S、开关频率选择端F和漏极D。各管脚的具体功能如下：

控制端C：误差放大电路和反馈电流的输入端。在正常工作时，利用控制电流IC的大小可调节占空比，并可由内部并联调整器提供内部偏流。系统关闭时，利用该端可激发输入电流，同时该端也是旁路、自动重启和补偿电容的连接点。

线路检测端L：输入电压的欠压与过压检测端，同时具有远程遥控功能。TOP249Y的欠压电流IUV为50μA，过压电流Iav为225μA。若L端与输入端接入的电阻R1为1MΩ，则欠压保护值为50VDC，过压保护值为225VDC。

极限电流设定端X：外部电流设定调整端。若在X端与源极之间接入不同的电阻，则开关电流可限定在不同的数值，随着接入电阻阻值的增大，开关允许流过的电流将变小。

源极S：连接内部MOSFET的源极，是初级电路的公共点和电源回流基准点。

开关频率选择端F：当F端接到源极时，其开关频率为132kHz，而当F端接到控制端时，其开关频率变为原频率的一半，即66kHz。

漏极D：连接内部MOSFET的漏极，在启动时可通过内部高压开关电流提供内部偏置电流。

2．2TOP249Y的内部结构

TOP249Y的内部工作原理框图如图2所示，该电路主要由控制电压源、带隙基准电压源、振荡器、并联调整器／误差放大器、脉宽调制器（PWM）、门驱动级和输出级、过流保护电路、过热保护电路、关断／自动重起动电路及高压电流源等部分组成。

3基于TOP249Y的开关电源设计

笔者利用TOP249Y设计了一种新型多路输出开关电源，其三路输出分别为5V／10A、12．5V／4A、7V／10A，电路原理如图3所示。该电源设计的要求为：输入电压范围为交流110V～240V，输出总功率为180W。由此可见，选择TOP249Y能够满足要求。

3．1控制电路设计

该电路将X与S端短接可将TOP249Y的极限电流设置为内部最大值；而将F端与S端短接可将TOP249Y设为全频工作方式，开关频率为132kHz。

图2

在线路检测端L与直流输入Ui端连接一2MΩ的电阻R1可进行线路检测，由于TOP249Y的欠压电流IUV为50μA，过压电流Iav为225μA，因此其欠压保护工作电压为100V，过压保护工作电压为450V，即TOP249Y在本电路中的直流电压范围为100～450V，一旦超出了该电压范围，TOP249Y将自动关闭。

3．2稳压反馈电路设计

反馈回路的形式由输出电压的精度决定，本电源采用“光耦＋TL431”，它可以将输出电压变化控制在±1％以内，反馈电压由5V／12A输出端取样。电压反馈信号U0通过电阻分压器R9、R11获得取样电压后，将与TL431中的2．5V基准电压进行比较并输出误差电压，然后通过光耦改变TOP249Y的控制端电流IC，再通过改变占空比来调节输出电压U0使其保持不变。光耦的另一作用是对冷地和热地进行隔离。反馈绕组的输出电压经D2、C2整流滤波后，可给光耦中的接收管提供电压。R4、C4构成的尖峰电压经滤波后可使偏置电压即使在负载较重时，也能保持稳定，调节电阻R6可改变输出电压的大小。

3．3高频变压器设计

由于该电源的输出功率较大，因此高频变压器的漏感应尽量小，一般应选用能够满足132kHz开关频率的锰锌铁氧体，为便于绕制，磁芯形状可选用EI或EE型，变压器的初、次级绕组应相间绕制。

高频变压器的设计由于要考虑大量的相互关联变量，因此计算较为复杂，为减轻设计者的工作量，美国功率公司为TOPSwitch开关电源的高频变压器设计制作了一套EXCEL电子表格，设计者可以方便地应用电子表格设计高频变压器。

3．4次级输出电路设计

输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。整流二极管选用肖特基二极管可降低损耗并消除输出电压的纹波，但肖特基二极管应加上功率较大的散热器；电容器一般应选择低ESR等效串联阻抗的电容。为提高输出电压的滤波效果，滤除开关所产生的噪声，在整流滤波环节的后面通常应再加一级LCC滤波环节。

3．5保护电路设计

本电源除了电源控制电路TOP249Y本身所具备的欠压、过压、过热、过流等保护措施外，其控制电路也应有一定的保护措施。用D3、R12、Q1可构成一个5．5V的过压检测保护电路。这样，当5V输出电压超过5．5V时，D3击穿使Q1导通，从而使光耦电流增大，进而增大了控制电路TOP249Y的控制端电流IC，最后通过内部调节即可使输出电压下降到安全值。

图3

为防止在开关周期内，TOP249Y关断时漏感产生的尖峰电压使TOP249Y损坏，电路中设计了由箝压齐纳管VR1、阻断二极管D1、电容C5、电阻R2、R3组成的缓冲保护网络。该网络在正常工作时，VR1上的损耗很小，漏磁能量主要由R2和R3承担；而在启动或过载时，VR1即会限制内部MOSFET的漏极电压，以使其总是处于700V以下。

4电源性能测试及结果分析

根据以上设计方法，笔者对采用TOP249Y设计的多路输出开关电源的性能进行了测试。实测结果表明，该电源工作在满载状态时，电源工作的最大占空比约为0．4，电源的效率约为90％，纹波电压控制、电压调节精度及电源工作效率都超过了以往采用控制电路与功率开关管相分立的拓扑结构形式的开关电源。

偏置电路设计范文篇7

1RF2514的引脚功能

RF2514各引脚的排列如图1所示。各引脚的功能如下：

引脚1，9（GND1，3）：模拟地。为获得最佳的性能，应使用较短的印制板导线直接连接到接地板。

引脚2（PD）：低功耗模式控制端。当PD为低电平时，所有电路关断。当PD为高电平时，所有电路导通工作。

引脚3（TXOUT）：发射器输出端。输出为晶体管集电极开路（OC）方式，但需要一个提供偏压（或匹配）的上拉电感和一个匹配电容。

引脚4（VCC1）：TX缓冲放大器电源端口。

引脚5（MODIN）：AM模拟或者数字调制输入。信号通过该脚输入可以把调幅信号或者数字调制信号加到载波上，而通过该脚外的一个电阻则可对输出放大器进行偏置。该脚的电压不能超过1．1V，过高的电压可能会烧坏芯片。

引脚6（VCC2）：压控振荡器、分频器、晶体振荡器、鉴相器和充电泵电源。该端与地间应连接一个中频旁路电容。

引脚7（GND2）：数字锁相环接地端。

引脚8（VREFP）：偏置电压基准端，用于为分频器和鉴相器提供旁路。

引脚10，11（RESNTR－，RESNTR＋）：该脚可用来为压控振荡器（VCO）提供直流电压，同时也可以对压控振荡器的中心频率进行调节。10脚与11脚之间应连一电感。

引脚12（LOOPFLT）：充电泵的输出端。该脚与地之间的RC回路可用来控制锁相环的带宽。

图2

引脚13（LDFLT）：用来设定锁定检测电路的阈值。

引脚14（DIVCTRL）：分频控制端。该脚为高电平时，选中64分频器，反之，选中32分频器。

引脚15（OSCB）：设计时可将该脚直接连接到基准振荡器晶体管的基极，由于该基准振荡器的结构是Colpitts的改进型，因此应在15脚和16脚之间连接一个68pF的电容。

引脚16（OSCE）：设计时将该脚直接连接到基准振荡器晶体管的发射极，同时在该脚与地之间还应连接一个33pF的电容器。

图3

2RF2514的内部结构

RF2514是一个具有锁相环的AM／ASK甚高频／超高频发射器。它由功率放大器、集成压控振荡器、鉴相器和充电泵（PhaseDetector＆ChargePump）、分频器（Prescaler32／64）、锁存检测（LockDe-tect）和直流偏置（DCBias）等电路组成，其原理框图如图2所示。

偏置电路设计范文篇8

进行LCD设计主要是LCD的控制/驱动和外界的接口设计。控制主要是通过接口与外界通信、管理内/外显示RAM，控制驱动器，分配显示数据；驱动主要是根据控制器要求，驱动LCD进行显示。控制器还常含有内部ASCII字符库，或可外扩的大容量汉字库。小规模LCD设计，常选用一体化控制/驱动器；中大规模的LCD设计，常选用若干个控制器、驱动器，并外扩适当的显示RAM、自制字符RAM或ROM字库。控制与驱动器大多采用低压微功耗器件。与外界的接口主要用于LCD控制，通常是可连接单片机MCU的8/16位PPI并口或若干控制线的SPI串口。显示RAM除部分Samsung器件需用自刷新动态SDRAM外，大多公司器件都用静态SRAM。嵌入式人机界面中常用的LCD类型及其典型控制/驱动器件与接口如下：

段式LCD，如HT1621（控/驱）、128点显示、4线SPI接口；字符型LCD，如HD44780U（控/驱）、2行×8字符显示、4/8位PPI接口；单色点阵LCD，如SED1520（控/驱）、61段×16行点阵显示、8位PPI接口，又如T6863（控）+T6A39（列驱+T6A40（行驱）、640×64点双屏显示、8位PPI接口；

灰度点阵LCD，如HD66421（控/驱）、160×100点单色4级灰度显示、8位PPI接口；伪彩点阵LCD，如SSD1780（控/驱）、104RGB×80点显示、8位PPI或3/4线SPI接口；真彩色点阵LCD，如HD66772（控/源驱）+HD66774（栅驱）、176RGB×240点显示、8/9/16/18位PPI接口、6/16/18动画接口、同步串行接口；视频变换LCD，如HD66840（CRT-RGB→CD-RGB）、720×512点显示、单色/8级灰度/8级颜色/4位PPI接口。控制驱动器件的供电电路、驱动的偏压电路、背光电路、振荡电路等构成LCD控制驱动的基本电路。它是LCD显示的基础。

LCD与其控制驱动、接口、基本电路一起构成LCM（LiquidCrystalModule,LCD模块）。常规嵌入式系统设计，多使用现成的LCM做人机界面；现代嵌入式系统设计，常把LCD及其控制驱动器件、基本电路直接做入系统。本体考虑、既结构紧凑，又降低成本，并且有昨于减少功耗、实现产品小型化。控制LCD显示，常采用单片机MCU，通过LCD部分的PPI或SPI接口，按照LCD控制器的若干条的协议指令执行。MCU的LCD程序一般包括初始化程序、管理程序和数据传输程序。大多数LCD控制驱动器厂商都随器件提供有汇编或C语言的例程资料，十分方便程序编制。

2常见LCD的控制驱动与接口设计2.1段式LCD的控制驱动与接口设计段式LCD用于显示段形数字或固定形状的符号，广泛用作计数、计时、状态指示等。普遍使用的控制驱动器件是Holtek的HT1621，它内含与LCD显示点一一对应的显存、振荡电路，低压低功耗，4线串行MCU连接，8条控制/传输指令，可进行32段×4行=128点控制显示，显示对比度可外部调整，可编程选择偏压、占空比等驱动性能。HT1621控制驱动LCD及其MCU接口如图1所示。2．2字符型LCD的控制驱动与接口设计字符型LCD用于显示5×8等点阵字符，广泛用作工业测量仪表仪器。常用的控制驱动器件有：Hitachi的HD44780U、Novatek的NT3881D、Samsung的KS0066、Sunplus的SPLC78A01等。HD44780U使用最普遍。它内嵌与LCD显示点一一对应的显存SRAM、ASCII码等的字符库CGROM和自制字符存储器CGRAM，可显示1～行每行8个5～8点阵字符或相应规模的5×10点阵字符，其内振荡电路附加外部阻容RC可直接构成振荡器。HD44780U具有可直接连接68XXMCU的4/8位PPI接口，9条控制/传输指令，显示对比度可外部调整。HD44780U连接80XXMCU时有直接连接和间接连接两种方式：直接连接需外部逻辑变换接口控制信号，而无需特别操作程序；间接连接将控制信号接在MCU的I/O口上，需特别编制访问程序。HD44780U控制驱动LCD及其与80XXMCU的接口如图2所示。

2．3单色点阵型LCD的控制驱动与接口设计单色点阵型LCD用作图形或图形文本混合显示，广泛用于移动通信、工业监视、PDA产品中。小面积LCD常采用单片集成控制驱动器件，如SeikoEpson的SED1520，可实现61列×16行点阵显示；中等面积LCD常采用单片控制/列驱动器件与单片机驱动器件，如Hitachi的HD61202U（控/列驱）、HD61203（行驱），可实现64×64点阵显示；较大面积LCD常采用“控制器+显示+列驱动器+行驱动器”形式，如Toshiba的T6963C（控）、T5565（显存）、T6A39（列驱）、T6A40（行驱），可实现640×128点阵显示。这些驱动器常需12～18V负电源实现偏置与调整对比度。控制器件大多可以外接阻容RC构成振荡器或外接振荡器或外引时钟。显存中的每一位与LCD显示点一一对应。需要文字显示时，简单字符可直接全长集成在控制器内的ASCII字库，汉字或自制字符显示可在控制器外扩展大容量的字库CGROM或自制字库CGRAM。控制接口通常是8位PPI的64XX或80XXMCU接口（与MCU的连接也存在直接连接和间接连接两种形式），7～13条控制/传输指令，可实现点线圆等绘图功能。控制器T6963C、HD61830、SED1335等可以实现单双屏LCD控制。这是适应移动通信显示的结果。实质上是平分显存并分别对应两个LCD屏。编制传输数据程序时，要注意结合显存的特点适当变换数据形式，如SED1520显存中的8位数据是反竖排的，HD61202显存中的数据是竖排的。图3是SeikoEpson的SED1335控制器，外扩显存SRAM、自制字库SGRAM、大容量汉字库CGROM，与列驱动器SED1606、行驱动器SED1635组成的LCD及其80XXMCU接口的构成框图，可以实现640×56单色点阵LCD显示。

偏置电路设计范文篇9

关键词：以太网IP113PECL

以光波为信息载体进行光通信的历史由来已久，大气激光通信是以大气作为传输介质的通信，是激光出现后最先研制的一种通信方式。由于它具有传输距离远、频带宽、发射天线小、保密性好及抗电磁干扰等优点，越来越受到关注，应用也日渐广泛起来。

以太网是应用最广的联网技术，它以可靠性高、媒体信息量大、易于扩展和更新等优点，在企业、学校等领域得到广泛的应用。根据IEEE802．3Ethernet标准规范，以太网每段同轴电缆长度不得超过500m，通过中继器互联后，网络最大距离也不得超过2．8km。在这种情况下，利用激光无线通信技术，超越以太网的地域限制，满足数据通信的需要，具有很强的应用价值。

1基于以太网的激光无线通信系统

将以太网和激光无线通信结合起来，充分发挥二者的优越性，可以大大提高系统的应用范围和可靠性。图1是基于以太网激光无线通信系统一端的原理框图，另一端的结构和本端呈对称状态。从计算机网卡出来的双极性MLT－3数据信号，由RJ45接口，经过耦合变压器后，变成单极性电平信号，送至以太网收发器，产生的高速PECL信号通过调制驱动电路对激光器直接强度调制，驱动激光器发光，载有信息的激光通过光学天线发射出去。接收端光学天线将激光信号接收汇聚在光敏管上，通过接收解调电路后，恢复出PECL高速数据信号，再经过耦合变压器送至计算机，从而完成整个通信过程。由图1可知，系统主要由三部分组成：以太网收发器、调制驱动电路和接收解调电路。下面分别就这三部分的电路设计进行详细说明。

2以太网收发电路

以太网收发电路由RJ45接口、耦合变压器、以太网收发器，以及收发器与调制驱动电路、接收解调电路之间的接口组成。其中以太网收发器是核心单元，直接决定了系统的工作性能。

2．1以太网收发器IP113

本系统采用ICPLUS公司出品的以太网至光纤收发器IP113芯片。IP113是二端口（包括TP端口和FX端口）10／100Mbps以太网集成交换器，由一个二端换控制器和两个以太网快速收发器组成。每个收发器都遵守IEEE802．3、IEEE802．3μ、IEEE802．3x规则。为帧缓冲保留了SSRAM，可以存储1K字节的MAC地址，全数字自适应调整和时序恢复，基线漂移校正，工作在10／100baseTX和100baseFX的全双工／半双工方式。使用2．5V单电源，25MHz单时钟源，0．25μm工艺，128脚PQFP封装。

图2是IP113内部原理框图。IP113工作在存储转发模式，Port1(TP端口)的速率是自适应调整的结果，因而不需要外加存储器以缓冲数据包。每个端口都有自己的接收缓冲管理、发射缓冲管理、发射排队管理、发射MAC和接收MAC。各个端口共享一个散列单元、一个存储器接口单元、一个空缓冲管理器和一个地址表。散列单元负责找出和识别地址。发射缓冲管理和接收缓冲管理通过存储器接口负责存储数据或者读出数据。发射MAC和接收MAC负责完成以太网的各种协议控制。接收MAC从收发器收到数据后，被放进接收FIFO，同时为数据传输请求接收缓冲管理。当接收缓冲管理接收到请求后，就从空的缓冲管理区获得一个空的存储块，并通过存储器接口单元将数据包写入。同时接收数据包也进入散列单元。散列单元从数据包里找出地址以建立地址表。IP113依据地址表决定是否转发或者丢弃数据包。两个端口共享一个空的缓冲管理，复位后，空缓冲管理提供两个地址的空存储区。当接收到一个数据包时，就找出一个新的空存储区；当转发一个数据包时，相应的存储区就释放。

2．2以太网收发电路设计

以太网收发电路如图3所示。主要由以太网收发芯片IP113、专用配置芯片EEPROM93C46、LED显示矩阵，以及IP113的Port1与TP模块、Port2与FX模块之间的接口组成。

图4IP模块电路图

IP113支持很多功能，通过设置适当的参数满足不同的需要，既可以由特定的管脚设定，也可以用EEPROM配置。为提高系统的整体性能，这里采用专用串行EEPROM93C46芯片。系统复位时，管脚LED＿SEL[1:0]分别作为93C46的时钟EESK和片选EECS，BP＿KIND[1:0]分别作为93C46地址EEDI和数据输出EEDO，将93C46内部的参数读入IP113内部的寄存器。复位结束后，这些管脚均变成输入信号，以使IP113脱离93C46而独立工作。

复位时，IP113首先读取93C46的00H中的内容，只有00H[15:0]＝55AAH时，才会继续从EEPROM中读取参数，否则以缺省值或特定的管脚电平值设置工作寄存器。01H中的值设置LED输出控制寄存器，控制两个LED矩阵的亮、灭和闪烁，以分别显示两个端口的连接、活动、全／半双工和速率（10Mbps／100Mbps）。02H中的值设置交换控制寄存器1，选择系统的流控制方式和冲突保护。03H中的值设置交换控制寄存器2，控制系统的丢包、地址失效、优先级和算法补偿。04H中的值设置收发器控制寄存器，其中04H[13:11]的5种取值：000、100、101、110和111，分别对应收发器的5种工作状态：NWAY、10Mbps(半双工)、10Mbps(全、半双工)、100Mbps(半双工)和100Mbps(全、半双工)。05H～0AH中的值分别设置收发器确认寄存器、测试寄存器和验证方式寄存器。

Port1的TXOP和TXOM是TP发射数据对，RXIP和RXIM是TP接收数据对。图4的TP模块电路中，RJ45接口将MLT－3码流以太网信号经过耦合脉冲变压器PE68515变为单极性信号。

Port2的FXRDP和FXRDM是FX的接收数据对，FXTDP和FXTDM是FX的发射数据对。FXSD是光电检测信号，当接收到的光信号经光电转换后电平低于1．2V时，FXSD输出连续的PECL电平。图5是FX模块的电路图，电路中采用标准的FDDI数据接口。由于调制驱动和接收解调电路采用5V电源，而系统其它部分均使用2．5V电源，FDDI中的信号均是PECL电平，因此必须经电平转换(如图5所示)，才能把这两部分联系起来。

3调制驱动电路设计

图6是调制驱动电路图，主要由MAXIM公司的155MHz的MAX3263芯片和内部带有监视二极管的激光器LD构成。MAX3263内部的主偏置电源提供温度补偿偏置和参考电压输出Vref1和Vref2，通过电阻R25、R26、R27和R28对内部的高速调制驱动电路、激光器和监视二极管进行编程。MAX3263的输出电流都被内部的镜像电流源控制，这些镜像电流源都有2Vbe的结温漂移，参考电压设置在2Vbe时，结温漂移可以被抵消。选择电阻R28以调节激光器静态偏置电流Ibo，使Ibo略小于激光器的阈值电流，以使激光器的输出具有良好的消光比。LD内部的监视二极管将光强变化转换为电流Ipin，经内部变换产生反馈电流Ibs，通过公式Ibo＝40(Ib＋Ibs)，将激光器的光强变化转换成偏置电流的一部分，反馈作用于激光器，保证输出稳定的光功率。输入的差分PECL信号RD、RD由内部的高速输入缓冲和共射极差分输出组成的调制器调制，调制电流的大小由R26确定的电流Im决定。选择R26的大小，使激光器有适当的调制电流，输出足够的光功率,并具有良好的消光比。同时应使OUT＋、OUT－端的电压在2．2V以上，以防激光器饱和。

图6调制驱动电路

4接收解调电路设计

图7是接收解调电路图，由MAX3963和MAX3964配以必要的器件组成。155MHz的低噪声芯片MAX3963组成前置放大器，其内部包含一个跨阻前置放大器和一个带射极跟随输出的倒相放大器，并集成了22kΩ的跨阻，可将PIN接收的微弱光电流转换成差分输出电压。266MHz的MAX3964组成后级放大调理电路。其内部有4个限幅放大器组成的串行功率检测器，每个限幅放大器都有一个全波对数检测器，用以检测输入信号功率的大小。4个检测结果在Filter端加在一起，通过电容C25进行滤波。电阻R30、R31、内部的1．2V参考电源和无光比较器共同构成阈值设置和噪声抑制功能。取R30＝100kΩ，R31可用100kΩ的电位器调节，则VTR在1．2～2．4V间变化。当输入信号幅值大于VTR时，输出稳定的PECL电平信号；当输入信号幅值小于VTR时，数据输出端OUT＋输出高电平，OUT－输出低电平，所有的限幅放大器拒绝接收输入信号，并且后级放大器输出无光告警PECL信号LOS＋。

由于图6和图7中的主芯片均在155MHz以上，因此由这两个电路组成收发电路，进行精心的参数选择和PCB设计，可应用于高速的光通信场合。

偏置电路设计范文篇10

关键词：DC/DC变换；控制芯片DPA426；应用

引言

DPA426是PI(PowerIntegrationGmbH)公司设计的，高度集成的DC/DC电源控制芯片。它内部集成了一个200V的高频功率MOSFET，并将PWM控制、工作频率选择、输入过欠压检测、可编程电流限制、ON/OFF开关控制、外部时钟同步、软启动及关断自动重启动、热关断保护等功能集于一身。只需极少的外部元器件就可实现众多功能，不但使设计简化，节省空间，而且可降低成本。DPA426支持正激和反激工作模式，工作频率高，贴片式封装；若将元器件及变压器采用贴片元器件和平面变压器，并采用铝基板设计，就可实现模块化设计。另外，DPA426只是DPASwitch系列控制芯片中的一种，它最大输出100W，还有DPA423－425，输出功率分别为18W，35W，70W，用户可根据需要选用。

图1

1DPA426简介

DPA426的输入电压范围为16～75V，其内部功能框图见图1，外形封装见图2，各管脚功能如下：

脚1CONTROL（C）控制脚，接内部误差放大器同相输入端，为反馈电流输入端，用于占空比控制；

脚2LINESENSE（L）在线感应脚，用于过、欠压检测，ON/OFF开关控制及外部时钟同步；

脚3EXTERNALCURRENTLIMIT（X）外部电流限制脚，用于输入电流的可编程限制；

脚4SOURCE（S）接芯片内部功率MOSFET源极；

脚5FREQUENCY（F）用于选择工作频率；

脚7DRAIN（D）接芯片内部功率MOSFET漏极。

下面介绍一下各功能的实现。

频率选择将脚5与脚4短接，工作频率为400kHz；将脚5与脚1短接，工作频率为300kHz，脚5不能悬空。

输入过欠压检测输入欠压保护的作用是使输入电压达到设定值时，芯片才开始工作，防止误触发；过压保护则是保护电路输入部分，不会因输入电压过高而损坏，见图3。

可编程电流限制将一电阻RIL接于脚3与脚4之间，就可实现对内部功率MOSFET漏极电流的限制，防止因输出过流或短路引起的损坏，见图4。

ON/OFF开关控制可实现对芯片的开关控制，脚3若悬空则芯片停止工作，见图5；若在三极在电源开启时，防止浪涌电流过大而损坏内部功率MOSFET及防止变压器饱和；自动重启动功能是在电路工作不正常时，使芯片处在一种低功耗的保护状态，恢复正常后使电路重新启动。

热关断保护用来保护芯片不因过热而损坏，当芯片温度高于137℃时，芯片内部保护电路会使内部功率MOSFET停止工作；当芯片温度低于110℃时，保护会自动解除，芯片继续工作。

2电路设计

实用电路见图8。

图8是一标准单路输出、正激式DC/DC变换器，输入电压为36～72V，48V输?时效率可达90％。电阻R1设置输入过、欠压保护分别为33V和86V；R3用来设置输入电流限制；脚5连接于脚1使芯片工作于300kHz；VR1用来嵌位功率MOSFET的漏极电压并使磁芯复位；C9及R5用来保护Q2，使漏源电压不超过Vdss；次级功率MOSFETQ1，Q2用来实现同步整流，提高整机工作效率；L2的初级用作输出扼流圈，次级整流、滤波后为芯片提供偏置电流；稳压部分采用了比较器431，与R10及R11组成的输出分压网络进行比较，并通过偏置绕组提供的偏置电流完成稳压；D3及C13组成一个软启动网络，与芯片内部限流、软启动共同用来防止电源启动时的过冲现象，R7用来给C13放电；R6，C16，R12，C14，R9，R4，C5共同完成控制循环响应。

图8