偏置电路设计十篇
时间：2023-05-04 13:16:32
偏置电路设计篇1
关键词： 硅PIN光电二极管； 偏置电路； 电子滤波器； 闪烁探测器
中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）13?0159?03
Design and application of low?price bias circuit for Si?PIN photodiodes
JIA Mu?lin1， ZENG Guo?qiang2， MA Xiong?nan3
（1. Guangxi Radiation Environment Supervision and Management Station， Naning 530222， China； 2. Chengdu University of Technologe， Chengdu 610059， China；
3. China Institude For Radiation Protection， Taiyuan 030006， China）
Abstract： The Si?PIN photodiodes have been more and more widely used in the areas of weak light signal detection， but the result of detection is more likely affected by bias voltage and other factors. The high?stability bias voltage with low ripple coefficient is essential for accurately achieving the detected weak light singal. A Si?PIN photodiode bias circuit based on TPS61040 DC/DC boost converting chip was design and applied to the weak light signal detection of the NaT （Tl） scintillator. A good result was achieved.
Keywords： Si?PIN photondiode； bias circuit； electronic filter； scintillator detector
硅PIN光电二极管（以下简称SPD）作为一种成熟的半导体光电器件，因其特有的优势在自控、通信、环保、医疗及高能物理研究等领域得到了越来越广泛的应用，但其使用极易受所加偏置电压的影响。因此，在实际应用中对SPD上所加的偏置电压的要求非常苛刻，必须具备很低的纹波系数和良好的稳定性，这也就造成常用的SPD偏置电路成本较高。针对这一情况，本文将介绍一款基于TPS61040电压转换芯片的偏压电路设计，并将其应用于NaI（Tl）+SPD辐射探测器的信号检测。
1 硅PIN光电二极管与偏置电压关系
1.1 SPD及其偏置电压简介
与普通光电二极管相比，SPD是由中间隔着本征层的PN结构成。当在PN两端外加反向偏压时，内建电场几乎集中于I层，使得耗尽层厚度加大，增大了对光子的吸收和转换有效区域，提高了量子效率；同时，PN节双电层间距加宽，降低了器件本身的结电容，如图1所示。使得器件的响应速度提高，有利于在微弱光脉冲信号检测领域的运用；此外，结电容的降低减小了信号电荷在其上的分配，有利于为前置放大电路输入更多的原始信号电荷。
图1 偏置电压与结电容关系
1.2 偏置电压电平选择
但偏置电压不是越高越好，原因是SPD的暗电流随偏压的增加而增加，如图2所示。当偏压超过一定值时，暗电流随偏压呈线性增长趋势，使得整个系统的信噪比迅速降低。在进行微弱光信号检测时，若所加偏压自身噪声较大，将直接影响到有用信号的提取，甚至可能将有用信号完全湮没。综合SPD的特性曲线和实验结果，一般将偏置电压设定在24 V。
图2 偏置电压与暗电流关系
2 偏置电路设计
2.1 升压芯片确定
通常，便携式仪器配用的电源电压为较低，无法满足SPD偏置电压电平24 V的要求，须进行升压处理。目前，主要选用APD（雪崩光电二极管）专用升压芯片（如：MAX5026，MAX1932等）构成SPD的偏置电路，但成本相对较高，且这类芯片升压幅度远超过SPD的需要，造成了一定的浪费。因此，设计一款低成本的SPD专用偏置电路是非常有必要的。
本文选用的TPS61040升压芯片是一款由德州仪器公司生产的电感式DC/DC升压转换器，其主要特点是价格低、功耗低、转换效率高。该芯片采用脉冲频率调制（FPM）模式，开关频率高达1 MHz；输入电压范围为1.8～6 V，可选用的供电电源较为丰富，适用性强；最高输出电压可达28 V，可满足绝大部分SPD的偏压电平要求。
2.2 TPS61040工作原理
TPS61040的内部功能结构如图3所示，其脉冲频率调制模式（PFM）工作原理如下：转换器通过FB脚检测输出电压，当反馈电压降到参考电压1.233 V以下时，启动内部开关，使电感电流增大，并开始储能；当流过外部电感的电流达到内部设定的电流峰值400 mA或者开关启动时间超过6 μs时，内部开关自动关闭，电感所储能量开始释放；反馈电压低于1.233 V或内部开关关闭时间超过400 ns，开关再次启动，电流增大。通过PFM峰值电流控制的调配，转换器工作在不间断导通模式，开关频率取决于输出电流大小。这种方式使得转换器具有85%的转换效率。芯片内部集成的MOSFET开关，可使输出端SW与输入端隔离。在关断过程中输入电压与输出电压间无联接，可将关断电流减小到0.1 μA量级，从而大大降低了功率。
图3 TPS61040的功能模块
2.3 升压电路设计
本文设计（图4所示）采用5 V电池作为电源，输出电压+24.5 V。根据TPS61040的数据手册可知反馈电平决定了输出电压的值，反馈电平又与分压电阻直接相关，输出电压[Vout]可按如下公式计算：
[Vout=1.233*（1+RTRB）]
式中：[RT]和[RB]分别为上下分压电阻，在电池供电的情况下，二者的最大阻值分别为2.2 MΩ与200 kΩ。在选择反馈电阻时，应综合考虑阻值与反馈电平的关系，较小的阻值有利于减小反馈电平的噪声，本文中[RT]和[RB]分别选用阻值1 MΩ与51 kΩ的电阻，根据上式可得输出的电压电平为24.5 V。为减小输出电压的纹波，可在[RT]上并联一补偿电容。三极管[Q1]用于隔离负载与输入电源。
图4 升压转换器原理图
2.4 滤波电路设计
根据PFM模式的工作原理可知，流过储能电感的电流呈现周期性的变化，从而将其内贮存的磁能转化为电能输出，造成了偏置电路的输出电平也呈周期性变化，波形近似为三角波，如图5所示。这使得升压转换器输出的电压不能直接用于的SPD偏置。
要得到理想的偏置电压，必须对其进行处理。本文采用电子滤波器来完成偏压的滤波，电路原理如图6所示。根据电子滤波器有放大电容的作用，可以用容量和体积均较小的电容来实现超大电容的功能，基本设计如图6所示。通过滤波处理后，成功将偏置电压的纹波控制在2 mV以内（见图7），且整个偏压电路体积较小，而且成本较低。
图5 升压转换器输出电压波形
图6 偏压滤波原理图
图7 滤波后的偏压
3 应用实例
本文选用的SPD为滨淞公司S3590?08型大面积硅PIN光电二极管，可用于闪烁探测器中光电转换功能，选用的闪烁体为一块体积Φ30 mm×25 mm的圆柱形NaI（Tl）晶体，通过一块聚光光锥将NaI（Tl）晶体发出微弱光线汇集到S3590?08的受光面进行探测，并采用本文设计的升压电路为S3590?08提供偏压；选用的放射源核素为Cs?137。SPD输出信号经过前置放大器（原理如图8所示）处理后，输出信号的波形如图9所示，可见本文设计的偏置电路基本达到辐射信号检测的需要。
图8 前放原理图
图9 加有偏压核脉冲信号波形
4 结 论
本实验表明，基于TPS61040升压转换器的升压电路是可以用作对偏压要求较高的SPD的偏置电源，与采用APD专用偏压芯片构成的同类电路相比，成本更低，且电路结构简单、功耗较低、体积较小，具有一定的实际运用价值。
参考文献
[1] 尼曼（美）.半导体物理与器件[M].3版.北京：电子工业出版社，2005.
[2] 凌球，郭兰英.核辐射探测[M].北京：原子能出版社，1992.
[3] 侯振义.直流开关电源技术及应用[M].北京：电子工业出版社，2006.
[4] 薛永毅.新型电源电路应用实例[M].北京：电子工业出版社，2001.
偏置电路设计篇2
1 概述
MAX3863是美国MAXIM公司生产的带有调制补偿的激光驱动器，适用于在传输速率为2.7Gbps的光纤网络中，可用作WDM和SONET/SDH传输系统中的光发射机。该产品的输出光平均功率和消光比不随温度变化，而且在激光管的使用寿命期间能始终保持消光比恒定。MAX3863的主要特性如下：
*采用3.3V的单电源工作；
*仅需58mA的供给电流；
*具有高达2.7Gbps的传输速率；
*内含带调制补偿的自动功率控制（APC）电路；
*偏置电流带有设置（可达100mA）端和电流调制（可达80mA）端；
*仅有低至50ps的上升沿时间/下降沿时间；
*具有电路工作失效警告和ESD保护功能。
图1 MAX3863内部原理框图
2 内部结构及引脚功能
2.1 内部结构
MAX3863的内部结构如图1所示，它主要由高速调制电路、电流监视电路和带调制补偿的APC电路组成。其中高速调制电路包括输入级电路和输出级电路，主要功能是对输入信号进行调制，并为外部激光管提供所需的激励电流信号；电流监视电路主要是为用户提供驱动器的工作失效信息；APC电路能自动调整激光管的偏置电流和调制电流，以维持光输出平均功率稳定和激光管的消光比恒定。
当MAX3863正常工作时，数据从DATA-端和DATA+端输入并经数据转换器重新定时同步后，控制高速差分调制器输出以实现调制，调制后的信号将从MOD端和MODN端输出，云驱动外接激光管；当电路发生故障或其它意外情况发生时，输出关闭，同时FAIL端输出低电平以示警告；当输出功率变化或激光管的消光比发生变化时，APC电路使监控反馈电流信号从MD端输入，并经比较器比较放大后控制外接激光器的偏置电流和内部差分调制器的调制电流，从而达到自动稳定输出功率和消光比之目的。
2.2 引脚功能
MAX3863的引脚排列图如图2所示，现将各引脚的功能描述如下：
Vcc(1,4,5,8,14,19,22,27)：电源供给端；
DATA-(2)、DATA+（3）：分别为数据反、正向输入端；
CLK+（6），CLK-(7)：分别为用于数据重定时的时钟正向、反向输入端；
APCSET(9)：监控二极管反馈电流参考设置端；
APCFILT1(10),APCFILT2(11)：外接APC环路滤波电容端。净APCFILT1短路接地时可使通过监控二极管的调整电路失效。在设计时，APCFILT1和APCFILT2通过电容相连（电容典型值为0.01μF）可延长监控反馈电流的作用时间；
PWC+(12),PWC-(13)：输入调制脉冲信号宽度调整端，应用时可通过调整电阻（RPWC）接地；
MK+（15），MK-(16)：监视输入脉冲信号强度正向、反向输出端；
FALL(17):驱动器电路失效警告端，当驱动器电路失效时，该脚输出低电平；
BIAS(18)：偏置电流输出入端，一般通过电感线圈与激光管连接；
MOD(20)，MODE(21)：调制信号输出端；
MD(23)：监控光二极管反馈输入端；
MDMON(24):监控反馈电流监视输出端；
MODMON(25):调制电流监视输出端；
BIASMON(26)：偏置电流监控输出端；
MODCOMP(28)：偏置电流与调制电流的耦合量设置端；
MODSET(29)：固定调制电流设置端；
BIASMAX(30)：激光管偏置电流设置端，可通过外接电阻来设置激光管偏置电流的最大值；
EN(31)：输出控制端，低电平有效；
RTEN(32)：数据重定时控制端，低电平有效。
3 应用设计
MAX3863是MAXIM公司的第二代激光驱动器产品，由于集成度高，因此应用时需要用户设计的电路比较少。但由于MAX3863传输速率高达2.7Gbps，电路布局对性能影响很大，因此设计时也具有一定的难度。设计工作主要是选择激光管和设计各种相关电流。MAX3863在应用时，外接激光管一般应采用交流耦合方式，图3所示是MAX3863的交流耦合典型应用电路，图中，激光管与MAX3863采用交流耦合方式；MAX3892是串行数据生成器，主要作用是将多路数据合并，并使之串行化，图中未标注的元器件参数可由用户在实际应用中确定。下面介绍MAX3863作为光发射机的应用设计过程。
3.1 激光管的选择
在利用MAX3863设计发射机时，第一步工作是根据实际需求选择合适的激光管。一般情况下，用户首先应根据所需光输出平均功率来确定所需激光管的输出平均功率和消光化，而且在满足输出功率的前提下尽量使消光比大一些；输出功率和消光比确定后，可根据表1中功率与调制电流的关系来确定激光管的其它参数，然后再根据这些参数来选择满足条件的激光管；此外，在选择激光管时，激光管的偏置电流不应超过MAX3863的偏置电流设定范围。
表1 光功率关系表
参 数表示符号关系式平均光功率PAVGPAVG=(P0+P1)/2消光比rere=P1/P0最大光功率P1P1=2PAVGre/(re+1)最小光功率P0P0=2PAVG/(re+1)光幅度Pp-pPp-p=P1-P0激光管斜率ηη=Pp-p/IMOD3.2 相关电流的设计
MAX3863的相关电流可由外接元器件来确定，因此，相关电流设计的实质是确定MAX3863的外接电阻值。
a. 调制电流IMOD的设计
当激光管选定后，可按下式确定调制电流IMOD：
IMOD=2Pavg(rs-1)/η（re+1）
式中，各参数的物理意义见表1所列。此外，调制电流IMOD除应满足MAX3863的调制电流设定范围外，还应满足以下条件：
Vcc-IMOD(RD+RL)/2≥1.8V
式中，RL为激光二极管偏置端电阻（典型值为5Ω）；RD为串联匹配电阻（典型值为20Ω）.若上述关系式不能满足，可适当调整RL和RD的值；一般情况下，RL和RD用典型值即可。
由于耦合电容和输出上拉电感可能会引起系统性抖动，从而造成信号低频成分的丢失，因此，耦合电容CD应满足下列条件：
CD(RD+RL)>Lp/(RD+RL)
式中，Lp为输出端上拉电感值;C为输出耦合电容值。实际上，对于连续数字流（CID），为了保证周期内的信号峰-峰值下降度不大于3％，对延时常数（τ=35×t）应有一定的要求。对于本实际电路，可根据τ=Lp/25Ω和上述各关系来确定Lp和CD的值。
一般情况下，IMOD设计的实质是确定RD、RL、Lp和Cd的值，用户可根据实际情况，在兼顾各项性能指标的同时，利用上述关系式合理选择。
b. 固定调制电流IMODS和补偿调制电流IMODC的设计
MAX3863内有一调制补偿电路，其作用是根据偏置电流变化来改变调制电流，以维持输出功率和消光比的恒定。由图1可知，调制电流（IMOD）由固定调制电流（IMODS）和补偿调制电流（IMODC）组成，其中，固定调制电流（I
MODS）由IMODC端的外接电阻（RMODSET）确定；而补偿调制电流（IMODC）则由补偿因子K和偏置电流（IBIAS）之积所决定。因此，对于本电路，有：IMODS=200×1.2V/RMODSET
IMODC=KIBIAS=200×5IBIAS/(500+RMODCOMP)
式中，RMODSET是MODSET端的外接电阻，RMODCOMP是MODCOMP端的外接电阻。
c. 最大偏置电流IBIASMAX的设计
图3 MAX3863的交流耦合典型应用电路
当APC电路正常工作时，激光管的偏置电流IBIAS将随监控反馈电流的影响而变化，从而维持输出功率的稳定。当APC电路失效时，激光管的偏置电流尖能防止电流过大而烧坏芯片和激光管，因此，必须对激光管的偏置电流的最大值加以限制。在实际应用中，用户可利用BIAXMAX端，并通过外接电阻来设置IBIASMAX。当激光管选定后，实际的领导置电流已确定，因此，设置IBIASMAX的实质是确定BIAXMAX端的外接电阻值。设置公式为：
IBIASMAX=200×1.2V/RBIASMAX
式中，RBIASMAX为BIASMAX端的外接电阻值。
需要指出的是，在选择BIAXMAX端的外接电阻时，为使电路能正常工作，一定要使IBIASMAX比正常工作时的IBIAS稍大一秒。
d. 监控二极管反馈电流参考值IMD的设计
监控二极管反馈电流通常从MD端进入APC电路，并与正常工作时的监控二极管反馈电流参考值IMD进行比较。若存在误差，则需调整偏置电流，以保证输出功率稳定。而监控二极管的反馈电流参考值是通过APCSET端外接电阻来设置的。当电路工作状态处于稳态时，在误差容许范围内，监控二极管的反馈电流应与IMD相等。当激光管选定后，根据所需输出光功率和激光管的参数就能确定电路稳态时的IMD值，因此，设置IMD的实质是确定APCSET端的外接电阻值。
由于通过APCSET端外接电阻的禁带电压始终保持在1.2V，因此，用户可利用下面的公式来计算APCSET端的外接电阻值。
IMD=5×1.2V/RAPCSET
式中，RAPCSET为APCSET端的外接电阻值。
与IBIASMAX设计不同的是在选择APCSET端的外接电阻值时，应使IMD与电路稳态工作时的监控二极管的反馈电流相等。
3.3 应注意的问题
由于MAX3863是高频产品，电路布局对其影响很大。因此，在电路设计时，应采用性能优越的高频布局技术，并应采用具有公共接地层的多层电路板，以降低电磁干扰和交越失真。电路板应用采用低损耗的介质材料，以减少能量损耗；激光管与MAX3863之间的连接线应尽量短一些，以减少能量消耗和交越失真；此外，数据输入端、时钟输入端和调制输出端的引线均应采用阻抗可控的传输线，以便于电路调整，减少能量损耗和降低干扰。
偏置电路设计篇3
关键词：射频 功率放大器 电路设计 无线通信 设计
中图分类号：TN92 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2014）04（c）-0087-02
在无线通信技术领域中，GaN高电子迁移率晶体管作为最新的半导体功率器件，由于其本身具有宽禁带以及击穿场强高、功率密度高等特征优势，在高频以及高功率的功率器件中具有较为突出的适用性，在电子信息系统性能提升方面具有较为明显和突出的作用优势，在无线通信技术领域的应用比较广泛。针对这一情况，本文在进行射频功率放大器及其电路的设计中，专门采用ADS仿真软件对于射频功率放大器及其电路的设计进行研究分析，并对于仿真设计实现的射频功率放大器在无线通信技术领域中的应用和参数设置进行分析论述，以提高射频功率放大器的设计水平，促进在无线通信技术领域中的推广应用。
1 射频功率放大器的结构原理分析
结合功率放大器在无线通信系统中的功能作用以及对于无线通信技术的影响，在进行射频功率放大器的设计中，结合要进行设计实现的射频功率放大器的工作频带以及输出功率等特点要求，以满足射频功率放大器的设计与应用要求。在进行本文中的射频功率放大器设计中，主要通过分级设计与级联设置的方式，首先进行射频功率放大器的功率放大级以及驱动级设计实现，最终通过电路设计对于射频功率放大器的两个不同级进行连接，以在无线通信中实现其作用功能的发挥，完成对于射频功率放大器的设计。需要注意的是，在进行射频功率放大器的功率放大级结构模块设计中，主要应用GaN高电子迁移率晶体管进行射频功率放大器功率放大级结构模块的设计实现，同时在功率放大级结构模块的电路设计中，注重对于输出功率保障的设计；其次，在进行射频功率放大器的驱动级结构模块设计中，以C波段的功率放大模块设置为主，电路设计则以增益提升设计为主，并对于增益平坦度和输出输入驻波进行保障。如图1所示，即为射频功率放大器的功率放大级模块设计示意图。
2 射频功率放大器及其电路的设计分析
结合上述对于射频功率放大器的结构原理分析，在进行射频功率放大器的设计中，主要包括射频功率放大器的功率放大级设计和驱动级水，此外，对于射频功率放大器电路的设计，也需要结合两个结构模块的实际需求进行设计实现的。
2.1 射频功率放大器的功率放大级模块设计
在进行射频功率放大器的功率放大级模块设计中，主要采用GaN高电子迁移率晶体管进行该结构模块的设计实现，需要注意的是，在应用GaN高电子迁移率晶体管进行该结构模块的设计实现中，由于GaN高电子迁移率晶体管目前还不具有较大的信号模型，因此，在进行该结构模块设计中，注意结合实际设计需求进行选择应用。在进行射频功率放大器的功率放大级结构模块设计中，通过直流偏置仿真设计对于氮化镓管子的静态工作点进行确定，也就是实现氮化镓管子的漏极电流以及漏极偏置电压、栅极偏置电压等参数的确定，在对于上述氮化镓管子静态工作点进行确定后，通过ADS仿真软件实现场效应管直流的仿真设计，同时注意在仿真设计中进行二端口模型的添加，并结合上述GaN高电子迁移率晶体管的信号模型情况，进行S参数信号的编辑导入，同时进行直流偏置仿真控件的加入，进行相关数值的确定，以实现射频功率放大器的功率放大级设计。
此外，在进行射频功率放大器功率放大级负载阻抗的设计中，根据相关理论，在负载阻抗与网络匹配良好的情况下，负载阻抗的共轭复数与网络的输出阻抗值是相同的，因此，就可以通过计算对于射频功率放大器功率放大级负载阻抗值进行分析得出，实际上也就是它的共轭复数值。同时，在进行功率放大级设计中，结合封装参数输出端的阻抗模型，设计中为了实现场效应管输出电路匹配的优化，以为输出电路进行准确的负载阻抗提供，还需要在设计过程中将场效应管的封装参数在输出匹配电路中进行设计体现，因此就需要对于Cds参数值进行求取。
最后，在射频功率放大器功率放大级设计中，偏置电路主要是用于将直流供电结构模块中所提供的电压附加在功率放大器的栅极与漏极中，并实现射频信号以及滤波的隔离和电路稳定实现。在进行功率放大级的电路设计中，注意使用ADS软件工具对于微带线尺寸进行计算，病毒与全匹配电路进行微带线设计，同时通过栅极偏置电路与漏极馈电电路，以实现功率放大级的电路设计。此外，在进行功率放大级模块设计中，还应注意对于模块中的任意功率放大芯片，都需要进行相关的稳定性分析，以避免对于射频功率放大器的作用性能产生影响。
2.2 射频功率放大器的驱动级模块设计
在进行射频功率放大器的驱动级模块设计中，主要通过C波段功率放大模块进行该结构模块的设计应用。其中，在对于驱动级模块的参数设置中，对于输出、输入参数均以内匹配方式进行匹配获取。对于射频功率放大器的驱动级设计来讲，进行功率放大模块偏置电路的合理设计，是该部分设计的关键内容。
最后，在进行射频功率放大器的电路设计中，在进行功率放大模块电路设计中，GaN HEMT结构部分需要进行栅压的增加设置，并且需要注意栅压多为负压，在此基础上还需要进行漏压增加设置。值得注意的是，在进行射频功率放大器的偏置电路设计断开同时，对于栅压和漏压的断开顺序刚好相反，以避免对于功放管造成损坏。
3 结语
总之，射频功率放大器作为无线通信技术领域的重要器件，对于无线通信技术的发展以及通信质量提升都有重要作用和影响，进行射频功率放大器及其电路的设计分析，具有积极作用和价值意义。
参考文献
[1] 沈明，耿波，于沛玲.一种射频大功率放大器电源偏置电路设计方法[J].中国科学院研究生院学报，2006（1）.
偏置电路设计篇4
关键词:截点 E-pHEMT 平衡结构 LNA 仿真
很多情况下,因为基站与移动设备不平衡连接的缘故,从基站到移动设备的信号强度和传输距离都要超过移动设备向基站的反向传输,并且由干天线与基站间的反馈损耗,使得这种不平衡性变得更大。为了改善这种不平衡性,扩大基站接收的覆盖面,最直接的解决方案是加装塔装放大器TMA或Masthead放大器。而TMA中最重要的模块LNA(如图1所示)对接收的信号具有选频功能,并把选频后的信号进行低噪声放大,使系统灵敏度增强,覆盖半径增大。
1 LNA的设计
1.1 LNA结构选择
通常,在LNA的设计中主要考虑低噪声系数(NF)、足够的增益(G)和绝对的稳定性。对于本文TMA放大器中LNA设计的实际技术规范要求如表1所示。同时要求所使用的LNA结构满足良好的输入输出匹配,保证LNA的稳定性,兼顾到功分/合路网络的低损耗、几何尺寸小,工作带宽内良好的相位和幅度匹配,足够的工作带宽(涵盖在1.95GHz左右),符合CDMA标准上行频率。据此选择了以平衡结构为特征的LNA结构(如图2)。这种平衡结构的重要特性是:它较单阶放大器的截点高出一倍,并以标准50Ω实现输入输出匹配,在某一路硬件失效时电路的冗余设计可保证系统的正常运行。但通常增益减少6dB。
表1 LNA主要技术规范列表
参 数量 值工作频率1.92GHz~1.98GHz增益14.5dB~15.5dB噪声系数36dBmP1dB21dBm带内增益波动±0.5dB输入回汉损耗>15.5dB输出回波损耗>15.5dB偏置电流
为使图2中的LNA模块噪声系数、截点和增益达到表1中的各项指标,设计漏极电流Id=60mA。同时,要求单个放大元件在此偏置点的工作性能达到优于表1的规范值。由于E-pHEMT元件ATF-54143在电流Id=60mA下,具有最佳的截点(IP3)和最小噪声系数Fmin漏源极电压Vds为3V时,具有稍高的增益;偏置是+5V稳定电压,所需单极性+3V电压更具有优势,因此选择其作为放大元件。
1.2 偏置及匹配网络的设计和源端接地电感处理
1.2.1 偏置及匹配网络的设计
ATF-54143的偏置网络是根据元件的静态工作点和输入输出匹配网络设计得出。输入匹配网络则由元件的最佳噪声反射系数Topt为主来决定,以求得噪声系数NF降到最小;输出匹配则要求共轭匹配,以求得最大功率输出,保证有足够的增益,两者都在Smith图上实现输入输出至50Ω的匹配。首先,元件的偏置以电阻R1和R2(见图3)组成的分压器实现,分压器的电压取自漏极电压,并为电路提供电压负反馈,以维持漏极电流的恒定,R3为漏栅极的限压电阻。R1,R2,R3的计算值见式(1)。
R1=Vgs/IBB
R2=[(Vds-Vgs)×R1]/Vgs (1)
R3=(VDD-Vds)/(Ids+IBB)
图3 放大器单阶原理图
式(1)中,Ids是所需漏极电流,IBB是流经R1和R2所组成的电压分配网络的电流,当IBB至少10倍于最大栅极漏电流时,其值可达到2mA,同时由VDD=5V,Vds=3V,Id=60mA,Vgs=0.56V,得至R1=270DΩ,R2=1150Ω,R3=30.8Ω。
电阻R4为低频阻性终端,使得电路工作在低频时能够提高其稳定性。电容C3则为R4提供了一个低频旁路通路,另外加入R5主要是给栅极加上一个限流功能(R5大约为10kΩ左右),当元件工作在P1dB或Psat点附近时,这种限流作用就尤为重要。
因规范要求NF最大值只有1dB,为实现放大器的最佳噪声匹配,网络采用高通阻抗匹配。放大电路原理图如图3所示,它的输入匹配网络由一个串联的电容C1和两个并联的电感L1和L2组成。因电路损耗将直接与噪声系数相关,这样L1和L2的高Q值则变得非常重要。短路电感L1能够在低频端提供增益衰减,同时又与C1一起作为输入匹配阻抗的一部分,C1同时要作为直流隔断电容。L2还要为pHEMT做偏置电感,在栅极加入电压偏置,它要求有一个好的旁路电容C2。这个网络是对于低噪声系数、输入回波损耗和增益都加以兼顾考虑的方案,电容C2、C4保证带内的稳定性,低频端电阻R3、R4作为阻性终端以保证低频时系统的稳定性。输出高通匹配网络由C4和L3组成,分路电感L3的作用与L2相同,作为pHEMT管偏置载入电感,在漏极偏置。
1.2.2 源端接地电感处理
提高LNA的性能常通过控制源端电感L L1和L L2的大小实现,其量值一般只有十分之几纳亨。L L1和L L2实际上只是非常短的传输线,它们位于每个源端与地之间,作为电路的串联负反馈,其反馈量对于带内带外的电路增益、平稳性和输入输出回波损耗有着巨大的作用,在实际电路源端电感要做适量的调节。放大器PCB板的设计考虑到源端的电感量是变化的。当每个源端与微带相连时,沿着微带线的任何一点都可以连接到地端,要得到最低的电感值,只需在距元件源端最近的点上将源端焊盘与地端相连,并只有非常短的一段蚀刻。放大器的每一段源端蚀刻与相应的地端相连的长度大约有0.05英寸(是从源端边缘与其最近的第一个地过孔边缘间测得),剩余并末使用的源端蚀刻可切断除去。通常,过大的源极电感量值所带来的边缘效应表现为超高频端的增益值出现峰化及整体的合成振荡。为避免这种情况,在初始LNA的设计原型阶段,尽量准确地确定源端电感的量值,并且仿真中也要调节源端电感量的大小,找出最优值优化LNA性能。
偏置电路设计篇5
【关键词】电子技术基础 分压式偏置放大电路 导入方法
【中图分类号】G632 【文献标识码】A 【文章编号】2095-3089（2013）09-0240-02
电子技术基础是职业高中电子专业必修的一门专业基础理论课程，该课程的掌握与否，直接影响后阶段的专业理论和实践课程的学习。但是，电子技术基础教学中，由于教学内容比较抽象，学生容易出现畏难情绪，解决问题的关键在于新课导入。新课导入是课堂教学的重要环节，它是课堂教学的第一步。好的导入方法，不仅能够起到画龙点睛、启发思维的作用，而且能激发学生强烈的学习兴趣和求知欲望，充分发挥他们的主动性、能动性，从而促使学生全身心地投入到新知识的学习与探索中去。因此，教师在进行教学设计时，要注重对导入环节的设计，科学、合理地运用各种不同的导入方式，达到良好的教学效果。导入方法要依据教学的任务和内容、学生的心理需求和知识基础，采用灵活多样的方式进行。
现就将我的一堂市级公开课的新课导入方法来跟大家交流一下，由于要上市级公开课，我精心的准备了《分压式偏置放大电路》的教学设计，这堂课的理论性非常强，针对这教学任务，我尝试了以下几种新课导入的方法：
一、温故导入法
温故导入法，顾名思义就是通过复习以前学过的知识导入新课，起到温故而知新的作用。本堂课主要讲《分压式偏置放大电路》，这块内容是建立在学生对固定偏置放大电路掌握的情况下进行的。把它放在最前面来讲主要是考查一下学生对固定式偏置电路的掌握情况，提出的问题较简单，一般的学生都能回答。例如：固定式偏置电路有哪些特点？这也无形中让学生觉得这门课其实是比较简单的，没有他们想象的那么难。再则就是跟接下来的环节有一个衔接。
这种方法，对一般的课堂都适用，但长时间、单一的使用则往往会造成学生一上课就趴下的情况。因为职高的学生能做到课前预习、课后复习的人比较少。久而久之，学生对你的课堂就失去兴趣。
二、生活现象导入法
电子技术学科与生活的关系非常的密切，故身边的某些生活现象都可以利用电子技术的知识来解释，教师可以抓住学生较熟悉的生活现象，来进行导课。本课还可以运用讲述生活中音箱或者收音机外放音乐时出来效果的差异来导入，随着生活质量的不断提高，现在我们随处都可以听到音乐，逛街的时候，学校广播里，家里电脑上，但我们会发现不同的地方听同一首歌，音乐的效果不同，这是为什么呢？他们会有很多不同的答案。也就为我接下来的教学内容作了铺垫。我们的学生虽然对书本上抽象的理论不感兴趣，但他们非常的热爱生活。用生活现象这种导入法不但使学生兴趣盎然轻松愉快的进入新课的学习，唤起学生学习新课的欲望，同时也使抽象的理论具体化、形象化，还会使学生体验学以致用的成就感，激发他们强烈的探究动机，顺其自然的切入了正题。
这种方法让死板的课堂有了一丝活力，但不是什么课都能联想到与其知识点相对应的生活现象，而且这也需要发挥教师无穷的联想能力。教师应尽量去联想一些接近学生生活的生活现象跟课堂内容相对照。这样有利于提高职高的课堂接受率，从而提高教学质量。
三、直观教学导入法
针对以上两种导入使学生课堂反应不一的情况，我又采用了直观教学导入法做了一次尝试。直观教学导入法，可以使抽象的知识具体化，为学生架起有形到抽象过渡的桥梁。根据电子技术教学的特点，正是需要采用直观教学，为学生理解符号、公式化的知识提供感性材料，能引起学生寻求探索的兴趣，是电子技术基础教学中导入新课简单易行的好方法。
因此，我把事先准备好的固定式偏置电路（如图1所示）拿了出来，选了两个学生上台进行直观的实验演示，让一个学生连上万用表的直流电流档（如图2所示），然后让另一个学生把固定偏置放大电路的ICQ的数据记入表1中；然后再使用电吹风来加热固定偏置电路中的三极管（如图3所示），在电吹风的热风加热下，让其他学生观察万用表的指针变化，再把温度升高以后的固定偏置放大电路的ICQ数据也填入表1中。
由表1实验数据，我们可以得出结论：温度升高使固定偏置放大电路静态工作点ICQ变大，也就是说温度会使固定偏置放大电路的静态工作点发生变化，固定偏置放大电路的工作状态也会发生变化，甚至会导致固定偏置放大电路的输出波形发生波形失真，最终导致固定偏置放大电路无法正常工作。
接着，我又拿另外一块事先准备好的分压式偏置放大电路板（如图4所示），另外选了两个学生上台进行对比实验演示，让一个学生连上万用表的直流电流档（如图5所示），然后让另一个学生把分压式偏置放大电路静态工作点ICQ的数据填入表2中；然后再使用电吹风来加热分压式偏置放大电路中的三极管（如图6所示），在电吹风的热风加热下，让其他学生观察万用表的指针变化，把温度升高以后的分压式偏置放大电路静态工作点ICQ的数据也填入表2中。
由表2实验数据，我们可以得出结论：温度升高并没有使分压式偏置放大电路静态工作点ICQ变化，也就是说温度变化不会改变分压式偏置放大电路的静态工作点，分压式偏置放大电路的工作状态是稳定的。相比固定偏置放大电路，分压式偏置放大电路的稳定性好，电路的外部因素改变，并没有使静态工作点发生变化，从而保证了放大器的工作质量。
采用这种导入方法，活跃了课堂气氛，调动了学生学习的积极性，引发了学生的思考。通过实验取得的现象比较客观，可信度高。这样的导课，不仅能吸引学生进入特定的教学情境，而且能激发学生对教学内容的兴趣，产生一种有利于教学的心理指向。但是利用实验导入新课，一定要将实验设计的巧妙而有针对性；要善于抓住时机提问和启发，引导学生去思考探究，自觉地去分析问题和探索规律。
四、提问式导入法
“疑问”是人类心理活动的内驱力，它是引导思维，启迪智慧的重要心理因素，能促使学生的动机、注意力和情感态度及时改变。创设有思维价值的问题情境，用问题导入课题，能激发学生思维的积极性。学生看完两块近乎相同的电路板，但出来的效果有明显区别，本身内心就有产生疑问，也会对自己提出的疑问去思考答案。这时随应这种形势，适时的提出他们心中的疑问，让学生试着分析分压式偏置放大电路静态工作点不受温度变化影响的原因。最后根据学生所讲的，教师作最后原因的总结，从而导入到正题的内容。
这种导入过程是一个渐进的过程，提问也得遵循由浅入深，由现象到本质。启发学生循着知识的脉络去思考，进入新知识的领域，可以巩固已学知识、联想新学内容，起到承上启下的作用。
参考文献：
偏置电路设计篇6
关键词 输电线路 故障 分析 防范 探析
中图分类号：TM726 文献标识码：A
1输电线路运行故障产生的原因分析
（1）风偏。大风天气的影响，在输电线路的设计和施工工程中，考虑到减轻架设的施工难度，将一些地形复杂，线路较长，建筑物等避开处理，这样就在很大程度上减轻了架设输电线路的施工难度。但是，同时又出现了一个新的问题，输电线路在一个空旷的环境中，周边没有物体进行遮挡，那么当强风来袭的时候，又给输电线路带带了很大的考验，从而对供电系统带来巨大危害，当输电线路运行时遇到大风，会产生风偏闪络现象，而且这种现象易于发生，风偏闪络现象出现时，会导致风偏跳闸，引起大规模的断电，给生产带来巨大的影响。如果风源过于强大，有时还会导致电杆应力的平衡，甚至压倒杆塔引发更大的危害。
（2）雷击故障。雷击故障是输电线路运行中常见的安全隐患，雷击故障多发生在夏季雷暴天气。夏季雷暴天气，雷电击中输电线路，经由输电导线，导致整个输电线.。据不完全的运行情况统计，输电线路故障中雷击跳闸所占比例较大，尤其是在山区，线路故障大都是由于雷击跳闸引起的。
（3）冰雹和雪灾。冰雹和雪灾等强对流天气会增加线路的实际荷载率，超过荷载的设计值，从而导致架空输电线路机械和电力方面的事故。
（4）鸟害。许多的鸟长期在低压电杆的绝缘子和横担附近排便，部分空气将与鸟粪接壤，即使没有使鸟粪贯穿全部的通道，也可能会造成粪道闪络现象，发生事故。
（5）污秽的因素。输电线路的污闪事故虽然不是很多，但损害性却不小，还会造成闪络事故。引发此类事故的主要原因是绝缘子表面没有按期除尘，尤其风雨天，灰尘堆积在绝缘子和线路上，会造成污秽电离发生闪络事故。
（6）外力破坏因素。外力破坏的形式可以说是多种多样，如大风天折断树木，大片的树木倒在线路上，增加线路的负载，发生折断。
2输电线路故障的防范措施
2.1对于风偏的防护措施
对于风偏的危害，输电线路的防护措施主要有以下3个方面。
（1）优化设计参数提高线路的安全指数，在线路设计阶段应该高度重视相关地区的地形气候资料的收集和整理。用这些基础性资料来进行实地的符合地形环境的输电线路设计规划，提高地区的局部风偏设计标准。
（2）对于风偏现象容易发生的地区要做出重点性的标识，对于这些地区风偏影响的电路的维护，将强风的损失减少到最少。在运行的过程中，对于发生故障的耐张塔跳线和其他转角比较大的无跳线串的外角跳线加装跳线绝缘子串和重锤，这样就能从绝缘设备上减少电路故障发生的可能性，对于发生故障的直线塔的绝缘子串加装重锤，从而将风偏的可能性减少，重锤能够固定电路和电杆塔的垂直型，将风力的影响减少，减少风偏发生的可能性。
（3）与各地气象监测部门密切合作，开展不同地形特征下不同高度的风况观测，探讨设计中气象台条件的选定条件，根据不同区域的区域特征选择不同的风偏设计参数，研究输电线路塔上气象参数及导线风偏的在线监测系统，以确定线路塔杆上最大瞬时风速、风压不均匀系数、强风下的导线运动轨迹等技术参数。
2.2输电线路防雷措施
（1）提高输电线路设计质量，最大程度地提高安全性。输电线路设计是各种电气设备正常工作与否和维护是否方便的重要因素。
（2）加强高压送电线路的绝缘水平。高压送电线路的绝缘水平与耐雷水平成正比，加强零值绝缘子的检测，保证高压送电线路有足够的绝缘强度是提高线路耐雷水平的重要因素。
（3）适当运用送电线路避雷器。由于安装避雷器使得杆塔和导线电位差超过避雷器的动作电压时，避雷器就加入分流，保证绝缘子不发生闪络。根据实际运行经验，在雷击跳闸较频繁的高压送电线路上选择性安装避雷器可达到很好的避雷效果。
2.3对于鸟害的防护措施
输电单位工作人员若发现有鸟窝或导线上挂有异物，要及时报告并排除。在驱鸟方式中，采用的装置主要有：惊鸟装置（在杆顶部涂刷红漆、挂闪光塑料带、挂小红旗、安装风铃、反光镜等）；风车式驱鸟器；恐怖眼式惊鸟牌；声光驱鸟装置；脉冲电击式驱鸟装置；超声波驱鸟器。在鸟害集结和大风季节，要加强对线路的巡视和消缺，及时清扫横担上的鸟窝和导线上的异物，并在横担上安装各类防鸟装置，确保线路安全可靠运行。
2.4对污秽物的防护措施
生闪络事故。鸟落在输电线路上，会产生大量的粪便和污秽，粘连在绝缘子和线路上，加上阴湿的天气和山间的雨雾，积累到一定程度时，也会产生闪络现象。在正常的干燥的天气中，鸟粪并不会很大程度上降低绝缘子的闪络电压，而在雨雾的天气，鸟粪的电阻变小加之污秽面积和路径共同的作用，提高了电力线路的电压，增加了鸟粪污闪事故的发生率，要及时进行清除。
2.5对于冰雹和雪灾的防护措施
在输电线路的抗冰设计中，合理划分冰区和确定设计冰厚，特别注意分析沿线是否存在微现象覆冰地段，尽量避开最严重的覆冰地段，应有计划地先期在沿线建立观测站，以便掌握覆冰的特征和资料。对于重度覆冰地段的输电线路的较长的耐张段，宜在中间适当位置设立耐张塔或者加强型直线塔，以避免一角倒塌引起的连环破坏，另外针对地线上覆冰密度大这一特点，应加强地线支架的补强。
2.6针对输电线路外力破坏防范措施
一是加大电力设施保护工作力度。做好沿线群众的工作和建立严密的巡线制度。二是要掌握重点，把事故和不安全现象消灭在萌芽状态。三是加大电力执法工作力度，遏制外力破坏案件的发生和发展。
3结语
输电线路是电力系统的运输网络，一旦输电线路出现故障将造成非常严重的后果，各输电单位要加强对于输电线路的检查与修理工作，用最新的技术手段对输电线路进行改造升级，努力避免输电线路发生故障，保障电力系统的正常运行。
参考文献
[1] 田彦文.高压输电线路的运行安全与维护探析[J].硅谷，2013（15）.
[2] 王志平，杨坤，陈光黎.输电线路远程监控与故障预警在线监测控制器研究[J].自动化与信息工程，2014（03）.
偏置电路设计篇7
【关键词】 低电压电压偏差 设计探讨
随着社会经济的快速发展，在部分工业密集点和农村地区的电力用户由于新增设备或是大功率家电的购买使用，对供电能力的需求以及供电质量都提出了更高的要求，在《电能质量 供电电压偏差》中规定：20kV及以下三相供电电压偏差为标称电压的土7%；220V单相供电电压偏差为标称电压的+7%，-10%[1]，部分台区在用电负荷高峰时段未能满足上述规定。
一、台区发生低电压的成因和现状
对于负荷集中的工业密集点台区，由于拆迁或者改建线路较为困难，中压线路可能未能抵达负荷中心区域，影响了变压器的布点位置，同时考虑到一些供电单位只对变电所的高压部分做了集中补偿，而对中压和低压电网没有进行相应的补偿[2]，而在具体用电实践中用户往往做不到无功补偿就地平衡，此外少数工业用户生产使用的专业设备如电弧炉由于负荷特性问题，也加重了无功缺口，致使低电压问题时有发生。
而农村地区则存在早期建设标准不高，变压器型号陈旧，导线线径小的情况，现在随着大功率家电的普及导致用电量增长较快，而部分农村居民地处相对偏远，该部分供电线路往往属于供电网络的末端位置，存在供电半径较大的情况，季节性的农业生产作业如灌溉等往往叠加在用电量整体较大的时间段，比如迎峰度夏期间。部分用户由于宅基地变迁或是农贸加工的需要，使得低压线路的延伸超过了原先预期的规划范围，易于发生低压电问题。
二、台区低电压问题的设计解决措施
可以通过实施相应的供电工程来解决低电压问题，针对台区低电压的上述成因，在工程设计阶段可以采取以下措施：
新建线路缩小低压供电半径：低压供电半径指从台区变压器出线点到最远负荷点的线路的距离，设计中应考虑优化电网结构，做到短半径、密布点，合理的供电半径将大大降低低电压的发生率，根据工程实践，0.4千伏线路供电半径在城区不宜大于300米，近郊地区和农村地区不宜大于500米。供电末端发生低电压时，可以通过新建中压线路至近负荷点，提升供电线路末端的电压质量。
新增变压器布点或者增容：对于负荷较大的区域，通过新增布点的方式直接提高供电能力，而对于不易架线的负荷集中区，可以通过埋设或者顶管等施工方法利用电力电缆将中压输送到点位再布置新变压器，对于用电大户可以考虑设置专变。在中压供电能力充分的区域，可以对现有变压器实施增容改造，为用户在高峰期稳定用电提供相应的保障。
优化负荷分配：通过对用电负荷实时监测，以及监测变压器的负荷增长规律，对于负荷密集区域的变压器进行分配优化，使得同时间段的高峰负荷分配在不同的变压器上，避免某个变压器长期重载。在低压设计时，对可能的负荷进行合理的分配，而低压二线部分的负荷分配也很重要，合理的规划还可以有效减少三相不平衡问题的发生。
选用先进的设备：没有调压能力的老旧变电站应该通过改造增加调压设备，而在终端变压器的选用上，必须淘汰老旧型号，至少选用S11型或者更高型号，并合理设置变压器的电压分接档位，不仅可以有效缓解负荷紧张、电压偏低的状况，还能进一步加强节能环保，符合国家节能减排的政策。
增大导线的线径：在绝缘化改造的工程中，对于发生低电压的台片，针对性的提高中低压线路的供电能力，将出线电缆提高一个规格，提高线路输电能力，可以有效的提高线路的末端电压。事实上，农村地区的无功远小于工业区，导线截面对长距离终端用户影响也大大超过无功补偿对该类型用户的影响。
接户线改造和增加相线：现行接户线要求一般不大于25米，而部分农村地区由于增建房所或是树木阻碍等，使得接户线过长且接户线的截面过小，在大功率家电向农村普及的状况下，原有接户线不能满足负荷要求，需要对接户线路进行改造。
采取无功补偿措施：不仅供电企业可以增加或者实施中低压线路的无功补偿，用户端也可以，在功率因数较低的用户单位，如带电弧炉的钢厂，建设安装低压自动补偿电容器装置，这种补偿方式虽然设备利用率并不高，但由于距离负荷点近，补偿效果往往比较好。而对于存在少量无功负荷的农网区域则可以推广使用带补偿的JP柜。
三、台区低电压问题设计探讨结语
为了更好的满足电力用户的需求，低电压问题的整改势在必行。在相关工程设计中，通过上述改进措施的组合选用，可以保障治理的可行性和有效性，在工程实践中应根据现场情况，制定合理的方案，消除低电压问题，最终为用户提供良好的电能质量。
参 考 文 献
偏置电路设计篇8
目前，在视频系统(机顶盒、PVR、TV等)的设计中采用集成式视频滤波器／驱动器有多种耦合与钳位配置方式，例如输入交流或直流耦合、输出交流或直流耦合、各种输入箝位和偏压配置等。对于这些配置方式，设计者首先需要判断几个方面的问题。
如果设计者准备采用交流耦合输入的方式，那么他必须清楚的是，输入视频信号的直流成份将会发生损耗，因此必须通过滤波器／驱动器的输入偏压和钳位电路对直流偏压电平进行设置，如果滤波器输入没有钳位和偏压电路或者有源直流恢复环路，那么就需要增加一个外部偏压网络，以便正确设置共模输入电平。
交流耦合
通过交流耦合将模拟视频输入信号耦合输入某一设备中，这种方式在视频和图像处理系统中非常常见，它允许接收器设置其自身最优的偏压电平(在电容的设备一侧)，而不受驱动信号的直流偏压电平的影响。例如，模数转换器(ADC)的接收器可以将视频信号的钳位或消隐电平设为等于内部ADC的编码零电压，而不管驱动信号的绝对直流电子是多少。
另外一种情形是纯模拟系统，其中接收器可能希望将模拟信号的共模电平设置为VCC/2左右，以获得最优的信号处理余量。接收器还能够将“钳位”电平与预设的直流参考电压匹配起来，实现兼容而稳定的直流输出电压。通过阻断直流分量，接收器能够防止自身对直流电流的潜在破坏。
电容的选择
现在我们来分析如何选择合适的电容，实现视频入信号与图(A)视频滤波器／驱动器器件的耦合。为了限制与交流耦合相关的低频偏斜(倾斜)，我们必须正确设置3dB下截止频率的位置。
在这里，视频信号的带宽要求采用一个足够大且能够通过最小频率的电容，这一频率是50Hz或60Hz的帧速率。输入电路包括交流耦合电容和视频滤波器的输入阻抗。
在计算3dB下截止频率时，设计者可以使用公式f=1/2πRC。如果使用0.1μF的电容和800kΩ的输入阻抗，那么可以计算出2Hz的截止频率，这一结果足以通过50或60Hz的帧速率。
由于在较高的频率下电容会出现短路现象，因此我们不必担心高频滚降问题。在大多数应用中，具有极低ESR的，0.1μF耦合钽电容就足以胜任这一工作。
在选择正确的输入耦合电容之后，下一步是选择输出耦合电容的值。假设在这里器件需要驱动一个75Ω后设终端的传输线，那么输出电容的有效电阻为150Ω。
由于该负载是阻抗相对较低的传输线――另外我们仍然需要通过50或60Hz的帧速率――因此，所需的输出耦合电容相对较大。如果使用之前我们在计算输入耦合电容时采用的计算方法――这里使用220μF的耦合电容和150 O的负载――我们可以计算出转角频率为4.8Hz，这一结果对于通过上述帧速率同样是足够的。
大多数应用都需要更严格的场倾斜指标，并使用470μF或1000μF的器件作为耦合电容。交流耦合输出要求接收器设置输入端为共模电压，这是与入视频信号的直流电平无关的。
75Ω的串联端接电阻应该放在距离滤波器／驱动器输出端尽可能近的地方。这样有助于隔离下游的寄生电容和来自各种器件输出时的电感，实现最佳的信号状态。
SAG模式
交流耦合输出方式有一些缺点，包括需要大号的昂贵电容、有信号倾斜或偏斜问题(除非使用非常大的耦合电容)、损失视频信号的直流分量等，如果采用交流耦合方式，我们可能需要一种具有SAG功能的视频滤波器，如图(B)所不。
SAG功能是与器件电路相结合的一种反馈网络，它能够避免使用非常大的耦合电容。利用SAG功能，我们可以使用非常小的电容，电容值将比普通的交流耦合电容配置低10倍左右。
在SAG模式下配置的视频滤波器通常呈现9dB的直流增益(3x)，在25Hz左右会回到正常的6dB增益(Nx)。当这种滤波器用于采用3V电源电压的移动设备中时就会带来一个问题，因为器件输出端(在负载之前)的偏移电压处于750mV左右。
典型的视频输入信号是1VP-p°滤波器／驱动器具有2x的增益，这一增益使得输出信号为2Vp-p再加上750mV的直流偏移量，产生2.75V的高边信号。
这种情形会驱动信号进入低至2.7V的VCC电压，并开始夹断视频信号的顶部，从而引起不希望出现的信号失真现象。通过在SAG引脚和VCC之间设置一个电阻就可以克服这一偏移电平，该电阻将把直流偏移电平降低到一个范围，防止出信号在正常的电源电压范围内被夹断。
替代方法
交流耦合视频信号的另外一种替代方法就是采用如图(C)所示的直接耦合方法。市场上有很多可用器件，既可以用于交流耦合也可以用于直流耦合的系统设计应用。 直流耦合的目的在于通过，个单端参考地的输入信号来驱动器件。视频／图像DAC的标准电流模式输出就是一个例子。
这些常见的DAC器件采用双重端接75Ω负载(37.5Ω)作为电流型DAC的负载，产生输出电压。因此，这类系统中的DAC输出具有已知的参考地的直流电平。
这一系列的视频滤波／驱动器件能够很好的支持视频DAC输出，具有下列优势：
不需要输入耦合电容；
没有隐含的箝位稳定时间；
没有输入电容放电导致的倾斜问题；
没有输入阻抗限制；
不需要片上同步剥离器、电荷泵电路和伺服环路。
直流耦合输出是将视频信号馈入视频媒体设备最直接的方法。这种方法不需要增加耦合电容，能够将没有倾斜的信号传送给媒体设备。
偏置电路设计篇9
NXP半导体公司在卫星高频头（LNB）市场开发两个款新产品，一款是完全集成的四个降频变频器的集成电路芯片（TFF1044HN）和一款利用锗硅技术的超低噪音在双极型晶体管（BFU910F）。这些产品可以解决当前的市场上的四联高频头产品的一些问题，例如可以减少设计时间，减小PCB设计尺寸，降低成本等。
1 四联高频头设计方案
1.1 方案介绍
四联LNB有两个在Ku波段圆波导中实现的正交模式输入口，这两个射频输入信号由两个级联放大器放大，然后信号经9.75 GHz-10.6 GHz的本地震荡器由Ku 波段混缩到L波段。四联高频头中除了TFF1044芯片的四个低噪声放大器（LNA），其他四个线性稳压器，四个二极管，一个25M晶振等都是电路必须的。二极管可以选用BAV99开关二极管或其他性能相近的二极管。
1.2 机械要求
独立的四联高频头通常采用两块PCB板或者PCB板尺寸更大。例如，基准高频头PCB板面积可以达到4500mm2，我们利用TFF1044HN芯片设计的四联高频头应该设计在一块PCB板上，而且PCB板面积应该尽可能的小。但是这个尺寸受限制于4个射频借口之间的最小距离。应用TFF1044HN芯片的PCB板子尺寸可以减小到2000mm2，PCB面积缩减近45%。
1.3 设计思想
两个级联低噪声放大器的整体转换增益是确定的。第一级低噪声放大器选择一款常用的具有优秀噪声系数的高电子迁移率晶体管（pHEMT）。第二级是NXP的双极性晶体管（BJT），与典型的pHEMT设备相比，这个晶体管大约有最小1.5dB的增益。TFF1044芯片可以为第一和第二级的提供偏振。第一级用于pHEMT的可调偏振电流。第二级是可选择pHEMT 和BJT的可调偏振电流。NXP 公司的BJT芯片，例如BFU910F有电源电流优势跟pHEMT相比，它可以提供大约3mA给每个LNA. 带通滤波器被应用以增加整个图像抑制。这个过滤器使46dB的PCB级平均图像抑制有了实现的可能。电源拓扑结构的选择是使用四个线性稳压器（6V），每个IF通道1个，并沟通简单的二极管与他们的输出结合。利用集成芯片设计高频头产品的PCB设计目标是在保证良好的射频性能和安全的中频接口时，能设计出最小的PCB面积。
2 TFF1044HN芯片介绍
TFF1044HN芯片是一款集成的下变频器，它可以应用在10.70GHz到12.75GHzKu波段卫星接收系统中的通用四联和四驱高频头设计中。该芯片集成了高频头设计所需的混频器，本地振荡器，中频（IF）放大器，IF开关矩阵，电压、信号极性检测和一对两级低噪声放大器（LNA）的高电子迁移率晶体管（pHEMT）偏置控制。该芯片可以被用来设计一款具有两路RF输入和四路IF输出的产品，并且可以大大减小PCB尺寸（图1）。
设计完成一个四联高频头，除了芯片TFF1044，仅仅需要很少的外部元件，包括低噪声放大阶段，25MHz振荡器，电压调节器，2个二极管对，还有一些无源电路。相对于设计独立的四联高频头，这种设计方案的元件数明显减少。TFF1044HN芯片为了便于应用，通过使用其控制引脚为设计者提供了一些设计的灵活性，各引脚的设置方法介绍如下：
POL_SWAP / MODE_SEL：这个引脚作为偏振交换选择引脚，能使PCB路由最佳Ku波段射频路径。根据表1数据，垂直和水平的极化被分配到射频路径A和B上，四驱模式操作设置也在同一张表上。
GAIN_SET：这个引脚提供一个三级可调增益。TFF1044有一个可调的增益态是为了能够让设计者自由设置LNB的整体增益。通过GAIN_SET引脚的外部连接，它的转换增益可以设置为30dB，33dB或者36dB。该引脚接GND是30dB低增益，浮空是33dB中增益，经由100100kΩ电阻下拉接地则是36dB高增益。
2AB_TYPSEL：这个引脚是为第二级放大器使能不同的偏执，其取决于所选方案，如双极性晶体管（BJT）或高电子迁移率晶体管（pHEMT）。TFF1044芯片把2级LNA使用不同类型的晶体管的灵活性交给设计者，引脚5接GND放大类型是pHEMT，接Float放大类型是BJT。
1AB_ISET / 2AB_ISET：这些引脚分别设置低噪声放大器（LNA）的第1、第2阶段的电流。低噪声放大器晶体管的参数，无论是高电子迁移率晶体管（pHEMT）还是双极性晶体管（BJT），都取决于pHEMT的漏极电路或BJT的集电极电流。所以用一个电流源代替一个电压源去驱动晶体管会更可靠。TFF1044HN 有能力为晶体管提供像低噪声放大器第1、第2级所需的两种极性的驱动电流源。TFF1044HN芯片允许设计者分别独立配置2级的电流。对于pHEMT的典型漏极电流是10mA，相应的必须要外接一个22kΩ的上拉电阻到该引脚。BFU910F的典型驱动电流时6-7mA，那么在2AB_ISET引脚相应的电阻式33 kΩ。
3 性能仿真测试
前端接口包括两级低噪声放大器，与输入匹配的圆波导，中间级的匹配电路和输出电路，输出电路包括输出匹配，带通滤波器（BPF）和50Ω的传输线。砷化镓场效应管NE3503M04和双极性晶体管BFU910分别被用在第一、第二级噪声放大器中。圆波导被用作输入接口，其与输入匹配电路的参数存储在原理图中的S4P模型中。
偏置电路设计篇10
关键词:电流传送器(CCCII);跨导运算放大器(OTA);电流模式;多功能滤波器
中图分类号:TN713文献标识码:A
文章编号:1004-373X(2009)20-001-03
Current-mode Multifunctional Filter Based on MO-OTAS and CCCII
JIN Feng,JIANG Jinguang
(Global Navigation Satellite System Research Center,Wuhan University,Wuhan,430079,China)
Abstract: A novel structure of biquadrates filter based on multiple current output operational transconductance amplifier (MO-OTA) and current controlled conveyor(CCCII) is presented in this paper.The proposed circuit is constructed with one CCCII,two MO-OTAS and three grounded capacitors.Various filtering functions such as slow-pass,high-pass,band-pass,notch,all-pass filtering are obtained by selecting different output signal combinations.Range of the central frequency of the proposed circuit is very large,and separately adjustable centre frequency ω0 and the quality factor Q.Theoretical analysis and PSpice simulation indicate that the proposed circuit is effective and feasible.
Keywords:current controlled conveyor;operational tranconductance amplifier;current-mode;multi-function filter
0 引 言
近些年来,电流模式电路引起了学术界的浓厚兴趣,其中电流控制第二代电流传送器(CCCII)和跨导运算放大器(OTA)作为电流模式信号处理中的基本有源器件,在连续时间滤波器中得到了广泛应用。因而大量有关采用跨导运算放大器(OTA) [1-3]和电流控制第二代电流传输器(CCCII±) [4-6]构成的电流模式滤波器的文献不断见诸报道。
跨导运算放大器是一种电压控制的电流源器件,该器件电路结构简单,高频性能好,很适合实现全集成连续时间滤波器。另外,第二代电流控制传输器CCCII除了具有上述各项优点外,尤其适合在高频和高速信号领域中应用。此外,电路中具有本质电阻(Intrinsic Resistance)的特点,使得由它设计的电路更[1]具弹性。因而关于OTA与CCC相结合的电路设计也受到广大研究人员的高度重视[7]。
在此,提出使用一个MO-CCC,两个MO-OTAS和三个接地电容所组成的电流模式通用滤波器。该设计相对于以往的一些电路而言[8,9],不仅所有电容全部接地利于集成,而且中心频率和品质因数独立可调。针对所提电路进行仿真,仿真结果表明所提出的二阶电流模式滤波器电路方案的正确性。
1 MO-OTAS和CCCII±简介
跨导运算放大器CCCII±和电流传输器MO-OTAS电路符号及原理如图1,图2所示。
图1 运放CCCII±
图2 电流传输器
由图3可知,理想的OTA的传输特性是:
Io=±gm (Vi+-Vi-)=±gmVd(1)
式中:Io是输出电流;Vd是差模输入电压;gm是开环增益,称为跨导增益,它是外部控制电流Ib的函数。
CCCII±的端口特性由下列混合矩阵方程给出:
IYVXIZIZI=
0000
1RX00
0011
0000
0-100VY
IX
VZ
VZ
V(2)
式中:RX是X端的输入电阻,由偏置电流Ib控制,关系式为RX=VT/2Ib,在T=300 K的常温下VT=26 mV。
2 电路分析
一种将MO-OTAS和CCCII±相结合所得到的双二阶滤波器如图3所示。其中,Iin为输入电流;Ilp,Ihp,Ibp分别为低通、高通、带通输出函数。该电路的有源器件在输入端输入信号时,在输出端通过电流镜技术可以获得多个输出,而且由于输出端的高阻抗,可以将各个输出端任意组合而得到二阶陷波和全通函数。
图3 多功能二阶滤波器
由MO-OTAS和CCCII±的端口特性,经电路分析得到如下的电流传输函数:
IlpIin=gm1/(C1C2RX)D(K)(3)
IhpIin=S2D(K)(4)
IbpIin=S(gm1/C1)D(K)(5)
并且通过低通与高通的线性组合可得到带阻如下:
IbrIin=gm2/(C2C3RX)+S2D(K)(6)
式中:D(K)=S2+S(gm1/C1)+gm2/(C1C2RX)
将上式通过变换可得如下函数:
D(K)=S2+S(ω0/Q)+ω20(7)
式中:参数ω0和Q由下式表达:
ω0=gm2/(C2C3RX)(8)
Q=gm2/(C2C3RX)(C1/gm1)(9)
为了简化分析式(8),式(9),这里假设gm1=gm2=gm,而且C2=C3=C,当调节C1或gm1的数值时,可以看见Q在随其变化,而ω0仍然保持不变。可见,滤波器的特征频率和品质因数可以独立进行调节。
3 灵敏度分析
根据灵敏度计算公式SYX=(X/Y)(Y/X)得到的中心频率ω0和品质因数Q相对于电路中的各元件(RX,C1,C2,Gm)的灵敏度如表1所示。
表1 电路元件灵敏度
XSω0XSQXXSω0XSQX
gm10-1C101
gm20.50.5C2-0.5-0.5
RX-0.5-0.5C3-0.5-0.5
4 实例设计与计算机仿真
为了验证上述所提出电路方案的正确性,对图3电路方案进行了HSpice仿真,并与理论值相比较。
使电路元器件符合设计的电路要求,在模型MO-OTAS和DO-CCII的基础上,修改了其电路图,如图4所示。
图4 MO-OTAS和CCCII内部结构图
为了实现上述电路功能,设置CCCII±中的偏置电流Ibi=6.0 μA,偏置电压VDD=-VSS=1.85 V,PMOS的宽和长分别为W=3 μm,L=2 μm;NMOS的宽和长分别为W=3 μm,L=4 μm。
设置OTA中的偏置电流Ibp=5.5 μA,偏置电压VDD=-VSS=1.85 V,PMOS与NMOS的宽长是W=4 μm,L=2 μm。
作为一个设计例子,将低通、高通、带通、带阻和全通的中心频率设置为10 kHz,设置电路电容为C1=C2=C3=10-9 F,仿真结果如图5、图6所示。其中,图5为低通、高通、带通、带阻波形。图6为调节CCCII中偏置电流Ibi,使其分别为3 μA,6 μA,12 μA,24 μA下所得到的低通波形图像。
图5 二阶滤波器频响特性
图6 不同Ibi下低通滤波器频响特性
由表1,表2可以看出,改变电路品质因数Q的值,可以通过两种方法实现,即调节电路和改变硬件。对于电路的调节,可以给定C1=C2=C3=1×10-9 F,只需调节OTA1的偏置电流,进而改变跨导的大小,以此表达改变品质因数的目的。另外一种是通过改变C1的大小来改变品质因数。图7,图8分别以带通和带阻来实现上述功能。
表1 改变OTA1的跨导表2 改变接地电容C1
QC1gm1/μs
11×10-964
21×10-932
41×10-916
81×10-98
161×10-94
QC1gm1/μs
11×10-964
22×10-964
44×10-964
88×10-964
1616×10-964
图7 改变OTA1的跨导所得带通频响特性
5 结 语
这里提出一种新颖的MO-OTAS和CCCII相结合的二阶多功能电流模式滤波器,所设计的滤波器频率可调,只需适当调节CCCII的偏置电流,即可达到调节CCCII内部电阻RX,使得滤波器的调谐能力大大提高。 另外, 还提出了两种改变品质因数的方法,通过实验证明了中心频率与品质因数之间的相互独立性,而且由于没有使用浮地电容,便于实现集成。且w0,Q对无源元件灵敏度低。仿真结果验证了它在较宽的频率范围内表现良好。
图8 改变C1大小所得带阻频响特性
参考文献
[1]Chang C.New Multifunction OTA-C Biquads[J].IEEE Trans.on Circuits and Syst.,1999(46):820-824.
[2]Chang C,Pai S.Universal Current-mode OTA-C Biquad with the Minimum Components[J].IEEE Trans.on Circuits and Syst.,2000(47):1 235-1 238.
[3]M.T Abuelma′atti,Bentrcia A.New Universal Current-Mode Multiple-input multiple-output OTA-C Filter[A].Proc.of APCCAS[C].2004:1 037-1 039.
[4]Abre A,Saaid O,Boucherron C.High Frequency Applications Based on a Newcurrent Controlled Conveyor[J].IEEE Trans.on Circuit and Systems-I:Fundamental Theory and Applications,1996,43(2):82-91.
[5]方维.基于CCCII的电流模式多功能双二次滤波器[J].电子与信息学报,2001,23(10):1 032-1 035.
[6]Tsukutani T,Sumi Y,Higashimura M,et al.Current-mode Universal Biquad Circuit Using MO-OTAs and DO-CCII[A].IEEE International Symposium on Circuits and Systems[C].2005(2):1 589 -1 592.
[7]欧增强,彭良玉,韩英.基于电流传输器的三输入单输出滤波器设计[J].吉首大学学报:自然科学版,2006,27(2):67-69.
[8]Ramirez-Angulo J,Robinson M,Sanchez-Sinencio E.Cu-rrentmode Continuous-time Filters:Two Design Approaches[A].IBID[C].1992,39(6):337-341.
[9]Fabre A,Saaid O,Wiest F,et al.High Frequency Applications Based on a New Current Controlled Conveyor[J].IEEE Trans.on Cir.& Syst.,1996,43(2):82-91.