变换范文10篇

变换范文篇1

电路图如图1所示。在稳态工作条件下，为了简化分析，假设所有开关器件都是理想的；漏感Lr远小于励磁电感Lm；L2为变压器副边等效电感；电路工作在CCM模式。

电路共有4个工作模式，工作过程如图2所示。

——模式1[t0－t1]在S1和S2开通后的t0时刻，输入直流电压Uin作用于Lr和Lm上，D1和D2关断，漏感电流iLr线性上升，则有

iLr(t)=iLr(t0)＋[Uin/Lr+Lm](t－t0)（1）

D1和D2承受反压为Uin，而D3承受反压为Uo＋(N2/N1)Uin，iL2=0，由滤波电容C向负载供电。

在t1时刻漏感电流iLr为

iLr（t1）=iLr(t0)＋[Uin/(Lr+Lm)](t1－t0)（2）

——模式2[t1－t2]在t1时刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，感应电势反向，D1和D2导通钳位使S1和S2承受正压为Uin；同时D3导通，副边电流iL2形成。原边电流iLr线性下降，即

在t2时刻原边电流

iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0（5）

——模式3[t2－t3]在t2时刻D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0，iL2达到最大。此后iL2线性下降，

iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2)（6）

在t3时刻

iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2)（7）

在此阶段D1和D2承受反压为，S1和S2承受正压为。

——模式4[t3－t4]在t3时刻开通S1和S2，输入电压Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感电流iLr从0开始线性上升，

iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3)（8）

此时D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，iL2(t)以更大的斜率线性下降，为漏感电流iLr减去励磁电感Lm上电流。

iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2)/LmUo(t-t3)]（9）

iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3）（10）

在t4时刻D1和D2反压由上升到Uin，iLr(t)上升到励磁电流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，开始新的PWM周期。

由上述分析可知，双管反激变换器具有以下优点：

——续流二极管将漏感能量回馈给电源；

——有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压；

——不需要额外的吸收电路。

图3

2控制系统结构

采用峰值电流控制模式，如图3所示。由于引入电流反馈,使系统性能具有明显的优点[3]：

——具有良好的线性调整率，反应速度快；

——消除输出滤波电感带来的极点，使二阶系统变为一阶系统，稳定性好；

——固有逐个脉冲电流限制,简化了过载保护和短路保护。

电流型也有缺点，在占空比>50％时，必须进行电流斜坡补偿,否则系统不稳定[1]。本文采用控制芯片UC3844[4]，占空比<50％。

图4

3实验结果

利用以上分析结果,设计了一台机内稳压电源。输入360～450V；输出＋15V(1A)，－15V(0.2A)，

＋25V(0.2A)3路，＋25V(0.4A)；开关工作频率为100kHz，最大占空比Dmax=0.45；功率45W。变压器用铁氧体R2KBD，罐型GU30，按反激变压器设计原则设计[1]。主要波形如图4所示。

从图中可以看出功率管的电压应力等于输入电压，续流二极管两端电压和分析结果也相同。可见双管反激拓扑在高压输入场合有其独特优

越性。图4（d）中，原边电流有尖峰是由于副边整流二极管反向恢复造成。

变换范文篇2

(一)使学生熟练掌握常用的长度、重量等单位及其进率，理解复名数、单名数的概念.

(二)使学生学会简单的名数的变换.

(三)培养学生推理、总结的能力.

教学重点和难点

让学生牢记各计量单位间的进率，会进行简单的名数的换算是教学重点.在计算中，常常容易把高、低级单位之间互化的方法混淆，这是学习中的难点.

教学过程设计

(一)复习准备

1.说说长度、重量、面积、时间等计量单位及其进率.

2.口答：

3000厘米=()米4平方米=()平方分米

5吨=()千克600秒=()分

我们已经掌握了一些常用的计量单位及其进率，同时也学习了一些简单的单名数的变换，今天要进一步学习复名数变换成单名数，单名数变换成复名数，掌握变换的方法.(板书课题：“名数的变换”)

(二)学习新课

1.教学名数、单名数、复名数的概念.

我们要学习单名数和复名数的变换，那么什么叫名数?单名数、复名数呢?这是首先要弄清楚的问题.

(1)自学课本90页上面的3个概念.

(2)二人议论，并能自己举例说明.

(3)全班交流.

引导学生得出：在计量长度、面积……等的时候，得到的数都带有单位名称，通常把量得的数和单位名称合起来叫做名数.如40米，50千克.

只带有一个单位名称的叫做单名数.如4吨，5米等.

带有两个以上单位名称的，叫做复名数.如3米20厘米，3时40分等.

2.教学例1.

在实际中，常常需要进行不同单位的名数的变换.

出示：3米是多少厘米?2吨50千克是多少千克?

提问：

(1)题目中的数是什么样的数?

(2)题中所要求的数都叫什么数?

引导学生得出：3米是单名数，化成厘米是低级单位的单名数;2吨50千克是复名数，化成千克是低级单位的单名数.

(3)再思考怎样把高级单位的数换成低级单位的数?

小组讨论得知：

3米=300厘米.

这是因为1米=100厘米，3米是3个100厘米，用10×3=300.

5吨20千克=5020千克

这是因为1吨=1000千克，5吨就是5个1000千克，用1000×5=5000，还有20千克，就用5000+20=5020.

(4)观察这两个题有什么相同的地方?什么不同的地方?怎样把高级单位的数换成低级单位的数，一般方法是什么?

引导学生概括：

这两题都是把高级单位的数换成低级单位的数，不同的是两个题的进率不一样.

换算的方法都是要乘进率，如果是复名数变换成低级单位的单名数，还要加上原有的低级单位的数.

教师提醒学生注意：当掌握了变换方法以后，一定要牢记计量单位间的进率.

反馈：试做91页第1题.

3.教学例2：50000平方米是多少公顷?375分是几时几分?

师问：你能说说这是把什么数变换成什么数吗?

引导学生明确：这是把低级单位的单名数变换成复名数.

怎样把低级单位的单名数变换成高级单位的单名数或复名数呢?

小组讨论，引导学生说出：

因为1公顷=10000平方米，用50000÷10000=5(公顷).

因为1时=60分，375分÷60分=6(时)15(分).

板书答案.

启发学生概括出变换的一般方法：把低级单位的数变换成高级单位的数，都要除以进率.低级单位的数除以进率，商就是高级单位的数，如果有余数仍是低级单位的数，这样就把单名数变换成复名数.

反馈：试算90页的“做一做”.

总结式提问：

(1)名数间的变换首先要牢记什么?

(2)什么情况下要乘进率?

(3)什么情况下要除进率?

(三)巩固反馈

练习十九第3题.(巡视指导)

(四)作业

练习十九第2题.

课堂教学设计说明

这部分内容不仅在实际中有用，而且也是以后学习复名数和小数互相改写的基础.

新课分为三部分.

第一部分，首先通过自学理解名数、单名数、复名数的概念，并通过自己举例以巩固概念.

第二部分，教学高级单位的名数变换成低级单位的名数，在教师启发提问、学生讨论的基础上，让学生推导出一般换算的方法.

第三部分，教学低级单位的名数变换成高级单位的名数，同样引导学生总结出一般的计算方法.

最后强调同学要牢记计量单位间的进率，同时分清什么时候乘进率或除以进率.

练习安排是讲什么，练什么，最后安排了通过名数的变换比较大小，帮助后进生解决困难，并减轻课外负担.

板书设计

名数的变换

名数单名数复名数

例13米是多少厘米?

2吨50千克是多少千克?

3米=300厘米

2吨50千克=2050千克

高级单位的数变换成低级单位的数，都要乘进率.

例250000平方米是多少公顷?

375分是几时几分?

50000平方米=5公顷

变换范文篇3

关键词小波变换傅氏变换；信号

一、引言

在当今科技飞速发展的信息时代，信息资源中的信号应用日益广泛，信号的结构越来越复杂，为了更加清楚地分析和研究实际工程信号的有用信息，对信号进行预处理是至关重要的。例如，对于环境的监测，其中对空气成分的检测已经成为必不可少的环节，其方法是将空气中的某一成分(例如丁烯)进行特征的提取，提取的信息中仍然会存在着由一系列高频信号构成的噪音信号。由于这些边缘部分的存在，使原信号的基本特征在光谱信号中不能完全清晰地呈现，导致某些信息的细微环节部分难以识别，致使研究目的无法实现。

本文通过对小波变换所进行的理论分析和计算机模拟发现，利用小波变换具有的高低频分离的特点，可在不丢失原信号重要信息成分的前提下，将原光谱信号的边缘部分进行滤化处理，消除了噪音信息，重构出更加清晰的光谱特征图形，从而提高了信号的清晰度，为信号的预处理提供了更加方便的条件。

二、傅氏变换与小波变换

近年来，小渡变换已经成为对信号、图像等进行分析不可或缺的实用工具之一，其实质是对原始信号的滤波过程。与傅氏变换相比较，小波变换的优势在于，对分析信号可进行任意的放大平移并对其特征进行提取。对复杂信号作小波变换，进行多分辨率分析，在信号图象分析领域已占据着相当重要的地位。

已有的科研成果表明，物质的荧光光谱取决于物质的原子分子结构，所以不同的物质具有不同的荧光光谱。非线性荧光光谱是利用大功率超短激光脉冲和气体的非线性作用得到的；对于这种非线性荧光光谱的研究，主要集中在形成原理、光谱强度等方面。①由于采用传统的光谱分析方法分析该光谱存在很大的困难，所以这方面的研究还处于刚刚起步的状态。笔者发现，由此得到的非线性荧光光谱与超短脉冲激光器的波长以及强度无关，只与气体的分子原子结构有关；对于混合气体，则与其组成成分(包括浓度的不同)有关，因而可以用来进行混合气体成分识别。含有不同成分的混合气体的非线性荧光光谱虽然不同，但不同的气体在同一波段上可能有很大成分的交叉重叠，因此很难像吸收光谱那样找出每种气体特有的非线性荧光光谱，然后利用最小二乘法进行拟合而加以识别。神经网络对于不能精确识别或用数学公式近似加以描述的模式识别具有非常好的识别能力和推广性。对此，已有不少关于气体传感器(电子鼻)联合神经网络识别分析气体组成成分的报道，这些方法的一个共同特点，就是必须对检测的气体进行取样，因而不能实时地检测混合气体的组成成分。本文正是基于这种原理，提出利用混合气体的非线性荧光光谱联合神经网络模式识别的方法，来实时检测识别混合气体成分的新方法。

傅氏变换②和小波变换⑦，在通信技术和其他工程技术方面，是两种非常有用的工具，也是数学中一个十分活跃的研究领域④。但在对丁烯特征提取的实验过程中不难发现，用傅氏变换仅仅只可以将时域中的现象反应到频域当中去。对于简单的信号来说，傅氏变换可用于观察并且一目了然，但对于复杂信号来说，由于傅氏变换只能表示成各频率部分的叠加和，对于时域，傅氏变换没有任何能力去改变，无法从傅立叶变换后公式F(w)中分析f(t)在任意一点的形态，而小波变换虽不能反映出垒局观，但是利用基函数窗口形状可任意改变的特性，通过平移放大，像是显微镜头一样，对任意一点可进行细致的观察。

总之，傅立叶变换由干正弦波是无限宽度的，这使得被分析的信号也需要具有从负无穷大到正无穷大都有意义的特性，所以傅立叶变换不能很好地处理一些局部信号。比如，一个在局部范围内有非0值而其余所有地方都等于0的函数，它的频谱会呈现出一幅相当混乱状况。这时，频域的信号反而不如时域的直观，频谱分析变得很艰难，而小波变换则克服了这些缺点，这也是小波变换的优势所在。

小波函数是不具备唯一性的，这与傅立叶变换是截然不同的，比如说Matlab工具包提供的小波函数就有8种小波函数⑤。同一个工程应用问题，用不同的小波函数进行分析得到的结果相差甚远。小波函数的选择是小波分析中的一个难点，⑥也是小波变换研究的一个热点，往往只是通过实验或不断地实验来选择小波。

三、小波函数的选取

小波函数不是唯一的，选取最优的小波函数是小渡应用中一个十分重要的问题。根据小波选取原则，因为信号的滤波对实时相移方面的要求并不高，所以小波的支撑尺度和对称性不在选取小波的考虑之中。笔者选取小波的准则是要求小波的正则性好，基于小波选取的四个基本原则经反复比较各小波函数实际的滤波效果后，决定采用dB5小波，它正则性很好，在频域方面具有较好的局部性。在实验中选取Matlab工具包提供的dB5小波，用waveinfo(‘dB5’)命令可以获得该函数的主要性质。公务员之家

小波变换的实质是对原始信号的滤波过程，由于小波是一种开窗口的傅立叶变换，其主要应用之一是对非平稳或时变信号的分析，基于经典小波变换的去噪方法明显优于非线性和线性滤波方法。对于一般白噪声，可以证明它几乎处处奇异，且具有负的奇异指数，随着尺度J的增加，噪声小波变换模极大值点的平均幅度和随稠密度减小。但是一般信号，它的奇异指数大干0，也就是说，随着尺度j的增加，信号小波变换模极大值点的平均幅度会平稳地增大，即使出现不连续的情况，其幅度随尺度增大基本不变，表征信号重要特征的极大值点能从小尺度传播到大尺度，并且尺度空间模极大值点的相对逶迤在一个锥形范围内。这样一来，在大尺度下剩余的极大值将属于信号，以位移在一个锥形范围内。以此为基础，可以采用由粗及精的策略跟踪各尺度下的小波变换模极大值，找出属于信号的部分，并将属于噪声的部分去除。因此，如果某个信号的小渡变换局部模极大值的幅度及稠度随尺度减小而快速增加，表明该处的奇异性主要由噪声控制，在消噪时应予以祛除。

在信号奇异性为正的点上，有时叠加了噪声更大的负奇异性，严格地讲，结果呈现负的奇异性。但是，若信号在该点上具有比噪声更大的幅值，根据传播特性在较大尺度上由信号奇异性控制的模极大值点，仍能够同噪声的模极大值点区分开来，而且随着尺度的减小其幅度只是轻微增加。在较小的尺度上，当信噪比较低时，局部模极大值的位置和幅度主要由噪声控制，此时很难直接利用该尺度上的模极大值信息来恢复信号。

四、小波变换信号特征提取的优点

基于小波变换的多分辨率分析，是时间(空间)一频率域上的分析方法已得到广泛应用。首先，小波方差是基于多分辨率分析的一个有效特征量，可以表征不同尺度的信号特征，它撇开了直接处理大量的小波系数，而是建立在挖掘这些数据及共蕴涵信息的普适量上；其次，小波方差具有意义明确、计算简单，对噪声不敏感的特点。同时，笔者注意到，单一尺度下的小波方差对信号特征的提取效果依赖于尺度的选择，但对于事后分析来说，这一点并不难做到。

利用混合气体的非线性荧光光谱联合神经网络可以识别混合气体的组成成分。而且如果有足够多的样本，利用此方法不仅可以定性识别混合气体的组成成分，还可以判别其组成浓度；此方法和其他方法相比较具有如下优点：公务员之家

1不需要采集被测气体样本，避免了采集过程中所带来的误差，而且通过对自聚焦距离的控制可以对有害环境进行遥控检测；

2可以实时检测大气污染情况或检测气体成分，得到所希望空间的气体分布情况；

3它与飞秒激光器的波长和强度无关，利用同一光源可以对多种气体进行分类识别；

变换范文篇4

关键词：全桥变换器；零电压开关；零电流开关；软开关；脉宽调制

引言

移相全桥零电压PWM软开关（PSFBZVS）变换器与移相全桥零电压零电流PWM软开关（PSFBZVZCS）变换器是目前国内外电源界研究的热门课题，并已得到了广泛的应用。在中小功率的场合，功率器件一般选用MOSFET，这是因为MOSFET的开关速度快，可以提高开关频率，采用ZVS方式，就可将开关损耗减小到较为理想的程度[1]。而在高压大功率的场合，IGBT更为合适。但IGBT的最大的缺点是具有较大的开关损耗，尤其是由于IGBT的“拖尾电流”特性，使得它即使工作在零电压情况下，关断损耗仍然较大，要想在ZVS方式下减少关断损耗，则必须加大IGBT的并联电容。然而由于轻载时ZVS很难实现（滞后臂的ZVS更难实现），因此ZVS方案对于IGBT来说并不理想。若采用常规的移相全桥软开关变换器，其优点是显而易见的，即功率开关器件电压、电流额定值小，功率变压器利用率高等，但是它们却也存在着各种各样的缺点：有的难以适用于大功率场合；有的要求很小的漏感；有的电路较为复杂且成本很高[2][3][4][5][6]。

本文提出了一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器，它能有效地改进以往所提出的ZVZCSPWM全桥变换器的不足。这种变换器是在常规零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，此辅助电路的优点在于没有有损元件和有源开关，且结构简单。次级整流二极管的电压应力与传统PWM全桥变换器相等，而ZCS具有最小的环路电流值。电流环能够根据负载的变化情况自动进行调整，从而保证了负载在较大范围内变化时变换器同样具有较高的效率。

1工作原理

该ZVZCSPWM全桥变换器主电路如图1所示。它是在传统的零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，同时，该变换器还采用了移相控制方式。在图1中，S1和S3分别超前于S4和S2一个相位，称S1和S3组成的桥臂为超前臂，S2和S4组成的桥臂为滞后臂。C1和C3分别是S1和S3的外接电容。Lr是谐振电感，它包括了变压器的漏感。每个桥臂的两个功率管成180°互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。超前臂开关管实现零电压导通和关断的工作原理与ZVSPWM全桥变换器相同，而滞后臂开关管是通过辅助电路来实现零电流导通和关断的，由于输出电感的储能用来实现超前臂开关管的ZVS，所以可以用外接电容来减小开关损耗。通过对Ch放电，流过变压器的原边电流在谐振周期内减小到零，从而实现了滞后桥臂的ZCS。

为了便于分析变换器的稳定工作状态，而作如下假设：

——所有开关管、二极管、电容、电感均为理想元器件；

——输出滤波电感Lf足够大，在一个开关过程中可以等效为一个恒流源。

图2

在半个工作周期内，变换器有8种开关模态。因为，电流环能够根据负载的变化而作相应的调整，所以，这些开关模态在负载较轻的情况下变化很小。

1.1变换器在满载条件下工作

假定变换器工作在满载条件下，其各个模态的等效电路及主要波形图如图2和图3所示。

1）开关模态1[t0，t1]在t0时刻，开关管S1及S4导通，输入电压Vs加到了变压器的漏感Lr上，原边电流ip从零开始线性增加，在t1时刻，电流ip增加到与输出电感电流值相等。电流ip的变化式如式（1）所示。

ip(t)=(Vs/Lr)t（1）

2）开关模态2[t1，t2]t1时刻后，开关管S1和S4继续导通，输入功率传到了变压器的次级。辅助线圈的漏感Llks与吸持电容Ch产生谐振，给Ch充电，Ch上的电压及电流可由式（2）及式（3）得到。

在t2时刻，Ch上的电压达到最大值VH，同时电流减小为零。为了防止二极管Dd在该工作模态下导通，Ch的最大电压值VH应当设计得比输入电压反射到次级的电压Vs/n小。

3）开关模态3[t2，t3]当Ch的充电电流减小到零的时候，Dc零电流关断，Ch上的电压保持在VH。原边电流仍被传递到输出端。

4）开关模态4[t3，t4]在t3时刻，S1关断，原边电流给电容C1充电，使C3放电，变压器原边电压vAB开始线性下降，即

vAB(t)=Vs－(Io/nCeq)t（5）

式中：Io为输出电流；

Ceq=C1＋C3。

变压器的次级电压vsec以相同的速率下降，直到t4时刻其值与Ch上的电压值相等为止。

5）开关模态5[t4，t5]当vsec下降到VH时，二极管Dd导通，vsec被箝位在Ch的电压值。变压器的原边电压vAB还以与先前同样的速率下降到零，而vsec则缓慢地下降。在该模态下，因为与原边电压相比，vsec的下降非常缓慢，因此可以把vsec看作常数。变压器次级电压反射到初级上的电压值和初级电压值之差加在了谐振电感Lr上，变压器原边电流和电压分别按式（6）及式（7）规律下降。

到t5时刻，C3上的电量被完全释放，C3电压下降到零，同时开关管S3零电压导通。原边电压vAB也下降到零。

6）开关模态6[t5，t6]该模态下，变压器次级电压反射到初级上的电压加到了变压器的漏感上，原边电流以更快的速率下降到零.

变压器次级电压按式（9）规律下降。

vsec(t)=VHcos(ωct)（9）

7）开关模态7[t6，t7]原边电流复位，整流二极管关断。电容Ch通过Dd放电，向负载提供电流。变压器次级电压按式(10)规律下降到零。

vsec(t)=VHcos(ωctm6)－(iO)t（10）

式中：tm6=t6－t5。

8）开关模态8[t7，t8]Ch完全放电，输出感应电流通过续流二极管Df续流。在t8时刻，开关管S4的驱动脉冲下降为零，S4零电流关断。

1.2变换器在轻载条件下工作

假定变换器工作在轻载条件下，随着负载电流的降低，Ch在模态7时不能完全放电，其上电流在t10时刻以前连续地提供给负载，其电压的最大值与最小值之间的差值可通过对自身的放电电流积分来获得，如式（11）所示。

式中：Ts为开关周期。

由式（11）可以看出，在带轻载的条件下，式（3）

所表示的Ch上的电流产生如下变化。

从式（12）可以看出，环路电流对吸持电容的充放电随着负载电流的降低而降低，也就是说电流环可根据负载的情况自动进行调整。

2电路设计

2.1超前臂的ZVS条件

为了实现超前臂的ZVS，开关电压应当在死区时间内下降到零，即：

tdead>tm4＋tm5（13）

式中：

从式（15）可以看出，保证开关管实现ZVS的最小电流可由式（16）得到。

不同的吸持电容Ch数值与最大电压值VH所对应的ZVS范围如图4所示。开关管超前臂的关断损耗可通过给IGBT增加外接缓冲电容来减小。从图4还可以看出大电容Ceq对ZVS范围的限制。因此，Ceq的选择应综合考虑ZVS范围和超前臂的开关关断损耗。

2.2滞后臂的ZCS条件

吸持电容的归一化值如式（17）所示。

图5所示为吸持电容不同归一化值所对应的原边电流的复位情况。为了实现滞后臂的ZCS，Ch的能量应该足够大，从而通过Lr使原边电流复位，且原边电流应当在滞后臂关断之前减小到零。从式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）。

从式（18）和图5可以看出，为了确保ZCS，应当增加Ch或VH的值。但是，VH的最大值不能高于输入电压反射到次级的电压Vs/n；同样，大电容Ch增大了环路电流，而环路电流又通过Ch间接加到了负载。综合考虑，软开关在变换器功耗方面的效果不仅与开关损耗的减小有关，还与由软开关引起的附加导通损耗有关。为了获得预期的效率，要求在设计时Ch的值取得越小越好，从而使附加导通损耗最小化。

2.3输出耦合电感

为了保证辅助电路二极管Dc的软变换，输出耦合电感的漏感Llks应当满足式（19）。

式中：Dmin为最小占空比。

给Ch充电的谐振电流也耦合到了输出电感电流中，从而增加了输出电容的电流纹波。因此，Llks应当在满足式（19）的条件下尽量取大，以减小谐波电流的有效值。

3实验结果

为了验证ZVZCSPWM全桥变换器的工作原理和性能，在实验室完成了一台80V/50A，80kHz的样机，其电路如图6所示，参数如下：

输入直流电压Vs=630（1±10％）V；

图3

输出直流电压Vo=80V；

变压器原副边匝比N1∶N2=5.33，变压器原边漏感Lr=9μH；

输出滤波电容Co=10000μF(电解电容)；

输出滤波电感Lf=20μH，N3∶N4=1.12，漏感Llks=1.8μH；

开关管S1～S4(IGBT)IRGPH50KK2(1200V，30A)；

输出整流二极管Dc，Dd，Df，DrecC60P40FE(400V，60A)；C1=C3=1nF；Ch=0.47μF(电解电容)；R=30Ω，C=2.2nF，C′=6.6nF；

开关频率f=80kHz。

图7给出了实验波形。从图7（a）可以看出，在谐振周期内，原边电流减小到零，从而消除了原边的拖尾电流。从图7（c）可以看出，通过S4的电流在驱动脉冲下降为零之前已经减小到零，从而S4实现零电流关断。从图7（d）可以看出，在死区时间内，S1的电压减小到零，从而S1实现零电压导通。从图7（e）和（f）可以看出，在一个谐振周期内，Ch在满载时完全放电，而在轻载时却没有完全放电，使得环路电流根据负载条件变化作适应性调整。

图8给出了根据原理样机得到的效率曲线。满载时效率最高，达到94％。

图7

4结语

本文提出了一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器，并具体分析了它的工作原理、电路设计及性能。最后通过一台4kW的原理样机的试验结果，证明了该变换器具有以下主要优点：

——所采用的辅助电路无有源开关；

——次级整流二极管具有与传统的全桥PWM变换器相同的电压应力值；

——对吸持电容充放电的环路电流可根据负载的变化进行自适应调整；

变换范文篇5

关键词：小波变换傅氏变换；信号

一、引言

在当今科技飞速发展的信息时代，信息资源中的信号应用日益广泛，信号的结构越来越复杂，为了更加清楚地分析和研究实际工程信号的有用信息，对信号进行预处理是至关重要的。例如，对于环境的监测，其中对空气成分的检测已经成为必不可少的环节，其方法是将空气中的某一成分(例如丁烯)进行特征的提取，提取的信息中仍然会存在着由一系列高频信号构成的噪音信号。由于这些边缘部分的存在，使原信号的基本特征在光谱信号中不能完全清晰地呈现，导致某些信息的细微环节部分难以识别，致使研究目的无法实现。

本文通过对小波变换所进行的理论分析和计算机模拟发现，利用小波变换具有的高低频分离的特点，可在不丢失原信号重要信息成分的前提下，将原光谱信号的边缘部分进行滤化处理，消除了噪音信息，重构出更加清晰的光谱特征图形，从而提高了信号的清晰度，为信号的预处理提供了更加方便的条件。

二、傅氏变换与小波变换

近年来，小渡变换已经成为对信号、图像等进行分析不可或缺的实用工具之一，其实质是对原始信号的滤波过程。与傅氏变换相比较，小波变换的优势在于，对分析信号可进行任意的放大平移并对其特征进行提取。对复杂信号作小波变换，进行多分辨率分析，在信号图象分析领域已占据着相当重要的地位。

已有的科研成果表明，物质的荧光光谱取决于物质的原子分子结构，所以不同的物质具有不同的荧光光谱。非线性荧光光谱是利用大功率超短激光脉冲和气体的非线性作用得到的；对于这种非线性荧光光谱的研究，主要集中在形成原理、光谱强度等方面。①由于采用传统的光谱分析方法分析该光谱存在很大的困难，所以这方面的研究还处于刚刚起步的状态。笔者发现，由此得到的非线性荧光光谱与超短脉冲激光器的波长以及强度无关，只与气体的分子原子结构有关；对于混合气体，则与其组成成分(包括浓度的不同)有关，因而可以用来进行混合气体成分识别。含有不同成分的混合气体的非线性荧光光谱虽然不同，但不同的气体在同一波段上可能有很大成分的交叉重叠，因此很难像吸收光谱那样找出每种气体特有的非线性荧光光谱，然后利用最小二乘法进行拟合而加以识别。神经网络对于不能精确识别或用数学公式近似加以描述的模式识别具有非常好的识别能力和推广性。对此，已有不少关于气体传感器(电子鼻)联合神经网络识别分析气体组成成分的报道，这些方法的一个共同特点，就是必须对检测的气体进行取样，因而不能实时地检测混合气体的组成成分。本文正是基于这种原理，提出利用混合气体的非线性荧光光谱联合神经网络模式识别的方法，来实时检测识别混合气体成分的新方法。

傅氏变换②和小波变换⑦，在通信技术和其他工程技术方面，是两种非常有用的工具，也是数学中一个十分活跃的研究领域④。但在对丁烯特征提取的实验过程中不难发现，用傅氏变换仅仅只可以将时域中的现象反应到频域当中去。对于简单的信号来说，傅氏变换可用于观察并且一目了然，但对于复杂信号来说，由于傅氏变换只能表示成各频率部分的叠加和，对于时域，傅氏变换没有任何能力去改变，无法从傅立叶变换后公式F(w)中分析f(t)在任意一点的形态，而小波变换虽不能反映出垒局观，但是利用基函数窗口形状可任意改变的特性，通过平移放大，像是显微镜头一样，对任意一点可进行细致的观察。

总之，傅立叶变换由干正弦波是无限宽度的，这使得被分析的信号也需要具有从负无穷大到正无穷大都有意义的特性，所以傅立叶变换不能很好地处理一些局部信号。比如，一个在局部范围内有非0值而其余所有地方都等于0的函数，它的频谱会呈现出一幅相当混乱状况。这时，频域的信号反而不如时域的直观，频谱分析变得很艰难，而小波变换则克服了这些缺点，这也是小波变换的优势所在。

小波函数是不具备唯一性的，这与傅立叶变换是截然不同的，比如说Matlab工具包提供的小波函数就有8种小波函数⑤。同一个工程应用问题，用不同的小波函数进行分析得到的结果相差甚远。小波函数的选择是小波分析中的一个难点，⑥也是小波变换研究的一个热点，往往只是通过实验或不断地实验来选择小波。

三、小波函数的选取

小波函数不是唯一的，选取最优的小波函数是小渡应用中一个十分重要的问题。根据小波选取原则，因为信号的滤波对实时相移方面的要求并不高，所以小波的支撑尺度和对称性不在选取小波的考虑之中。笔者选取小波的准则是要求小波的正则性好，基于小波选取的四个基本原则经反复比较各小波函数实际的滤波效果后，决定采用dB5小波，它正则性很好，在频域方面具有较好的局部性。在实验中选取Matlab工具包提供的dB5小波，用waveinfo(‘dB5’)命令可以获得该函数的主要性质。

小波变换的实质是对原始信号的滤波过程，由于小波是一种开窗口的傅立叶变换，其主要应用之一是对非平稳或时变信号的分析，基于经典小波变换的去噪方法明显优于非线性和线性滤波方法。对于一般白噪声，可以证明它几乎处处奇异，且具有负的奇异指数，随着尺度J的增加，噪声小波变换模极大值点的平均幅度和随稠密度减小。但是一般信号，它的奇异指数大干0，也就是说，随着尺度j的增加，信号小波变换模极大值点的平均幅度会平稳地增大，即使出现不连续的情况，其幅度随尺度增大基本不变，表征信号重要特征的极大值点能从小尺度传播到大尺度，并且尺度空间模极大值点的相对逶迤在一个锥形范围内。这样一来，在大尺度下剩余的极大值将属于信号，以位移在一个锥形范围内。以此为基础，可以采用由粗及精的策略跟踪各尺度下的小波变换模极大值，找出属于信号的部分，并将属于噪声的部分去除。因此，如果某个信号的小渡变换局部模极大值的幅度及稠度随尺度减小而快速增加，表明该处的奇异性主要由噪声控制，在消噪时应予以祛除。

在信号奇异性为正的点上，有时叠加了噪声更大的负奇异性，严格地讲，结果呈现负的奇异性。但是，若信号在该点上具有比噪声更大的幅值，根据传播特性在较大尺度上由信号奇异性控制的模极大值点，仍能够同噪声的模极大值点区分开来，而且随着尺度的减小其幅度只是轻微增加。在较小的尺度上，当信噪比较低时，局部模极大值的位置和幅度主要由噪声控制，此时很难直接利用该尺度上的模极大值信息来恢复信号。

四、小波变换信号特征提取的优点

基于小波变换的多分辨率分析，是时间(空间)一频率域上的分析方法已得到广泛应用。首先，小波方差是基于多分辨率分析的一个有效特征量，可以表征不同尺度的信号特征，它撇开了直接处

理大量的小波系数，而是建立在挖掘这些数据及共蕴涵信息的普适量上；其次，小波方差具有意义明确、计算简单，对噪声不敏感的特点。同时，笔者注意到，单一尺度下的小波方差对信号特征的提取效果依赖于尺度的选择，但对于事后分析来说，这一点并不难做到。

利用混合气体的非线性荧光光谱联合神经网络可以识别混合气体的组成成分。而且如果有足够多的样本，利用此方法不仅可以定性识别混合气体的组成成分，还可以判别其组成浓度；此方法和其他方法相比较具有如下优点：

1不需要采集被测气体样本，避免了采集过程中所带来的误差，而且通过对自聚焦距离的控制可以对有害环境进行遥控检测；

2可以实时检测大气污染情况或检测气体成分，得到所希望空间的气体分布情况；

3它与飞秒激光器的波长和强度无关，利用同一光源可以对多种气体进行分类识别；

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关键词：电压调整模块降压控制有源法无源法

CPU和DSP对数据处理速度和容量的要求不断提高，对电源模块的供电要求也就相应地提高了，主要体现在电源的输出电流大小及其变化率和输出电压峰－峰值上。采取的措施有多通道buck电路拓扑和良好的控制方法，如V2控制法和滞回控制法等，这样可以改善电源的稳态和动态性能、提高电源效率。但是对于更低的输出电压、更大的电流动态变化率，不可避免地要采用更大容量、更低ESR的电容以减少瞬态电压峰－峰值。而大容量、低ESR电容增加了模块的成本，占用更大的空间，不利于提高功率密度。基于以上种种问题，采用AVP方法（如图1所示）使电源在满载时电压比所要求的最低电压高，在空载或轻载时输出电压比所要求的最高电压低，这样不仅有利于电源模块的热设计，而且动态过程电压工作在窗口电压内，输出电压峰－峰值小、恢复时间短。但是文献提出的方法较为复杂，使用专用的控制芯片导致开发成本增加，提出的方法在实际应用中电路效率较低。本文对AVP控制方法进行深入分析，归纳总结出各种AVP的实现方法，并提出了一种新颖高效的控制方法，用实验证明AVP方法的优越性。

1AVP控制有源法的分析

AVP有源控制为双环控制，其基本原理如图2所示。通过检测电感电流，根据降压要求相应调节输出电压的基准。输出电压跟随基准电压而实现AVP控制。图3为AVP有源控制的方块图，假设电流环增益为Ti，电压环增益为Tv，则：

Ti＝Av×FM×Gid×Ai（1）

Tv＝Av×FM×Gvd（2）

由（2）／（1）可得：

wESR＝1/(Rc×Co)，wR.0＝1/Ro×C0)

此处Rc为输出电容Co的等效电阻值，Ro为输出负载。当w＞＞wESR且Ai＝Rc时，则(3)式值为1。这说明了在此情况下电流环、电压环有相同的截止频率，而Av的设计对电流环、电压环的比值没有影响，其零极点的设计则依据电流环的设计方法进行。

其中，L为等效输出电感，fs为开关频率，wz用于补偿功率双极点，wp用于消除开关噪声，wi保证电流环的截止频率高于输出电容引入的ESR零点频率。基于以上原则，设计固定输出阻抗值为输出电容的ESR值。实现方法?眼2?演分别为检测开关管导通电阻、续流管导通电阻或串联阻值小的检测电阻。前两种方法受温度的影响不宜采用，而串联阻值小的检测电阻有助于改善温度变化引起的精度变化，但是在主电路中串联电阻必然引起电源模块效率的下降。

2AVP控制无源法的实现

采用无源法增加检测电阻，如图4所示。通过检测Va使之等于VREF，实现vo＝Vref－io×Rs，使电源在满载时电压比所要求的最低电压高，在空载或轻载时输出电压比所要求的最高电压低。从而使得输出电压在负载动态跳变时能够较快地达到稳定，提高动态响应，以改善电压大电流所引起的动态响应与电路成本的矛盾关系。

3实验结果分析

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汉语中一词多义的现象非常普遍。用多义词造句时，可指导学生分别根据词的不同意思来造句。如“锐利”一词有两个意见：（1）尖而快，指刀刃锋利等。（2）尖锐（多指目光、言论、文笔等）。据此可造出：（1）这把宝刀很锐利，能铁如泥。（2）翠鸟长着一对锐利的眼睛。这样一词造多句的训练，不仅能使学生透彻地理解词语，发展他们的语言，还能培养学生活着不同方向去思考问题、解决问题的发散思维能力。

二、换境造句

有的词语尽管意思单一，却可运用于不同的语言环境。如《大海的歌》（六年制第五册）中的“朦朦胧胧”是说因雾气阻隔，远看石油钻探船模模糊糊，看不分明。但它也可在下列这些语言环境中使用：（1）在黎明、黄昏等光线暗淡的情况下。如：黄昏时分，我朦朦胧胧地看见远处那片枫树林像晚霞一样灿烂。（2）在下雨、下雪、尘土飞扬等情况下。如：初春，细雨如烟，远远望去，村庄、树林都那样朦朦胧胧。（3）某种想法还不成熟时。如：一个朦朦胧胧的念头在他的脑际盘旋着。总之，在看到的或想到的东西模模糊糊、不太分明的情况下，都可以运用这个词语。经常性地进行换境造句，既可让学生全面了解词语的适用范围，提高学生的语言表达能力，又能促进学生的思维由具体到抽象的发展。

三、换位造句

有的词语在句子中可充当不同的句子成分，或者说能放在句子的不同位置。用这类词语造句时，可采用换位造句的形式。如“勤劳”，便可运用这种方法造句：（1）勤劳、勇敢是中华民族的美德。（2）我的母亲非常善良，也非常勤劳。（3）勤劳的林县人民修建了红旗渠。（4）将来，他们一定会有出息，用勤劳和智慧建设可爱的家乡。这样造句，既避免了千句一律。又训练了学生思维的灵活性和求异性。

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1引言

电网谐波污染是电力系统中的一大公害。以傅里叶级数理论为基础的传统谐波分析方法和测量仪器都缺乏时间局部化特性，因此不能满足突变的和时变的非平稳谐波检测与时频分析的需要，1994年我国颁布的《电能质量公用电网谐波》国家标准也不适用于暂态现象和短时间谐波的情况。短时间谐波的检测一直是一大难点。本文提出了基于小波变换的谐波分析新方法。文中首先论述了基于小波变换的谐波有效值及谐波畸变率的测量方法。然后提出并论述了基于差拍选频和子带滤波的谐波分析方法。最后提出一种新的同步检测法，用于电压闪变信号的检测与谐波分析。

2小波多分辨率信号分解及其实现方法

采用正交小波变换时，任意信号(x)t∈L2(R)可用多分辨率分解公式表示为[1]：

分解系数Cj(k)和dj(k)分别为离散平滑近似信号和离散细节信号，其递推计算公式如下：

式中h0(k)和h1(k)分别为低通数字滤波器和高通数字滤波器的单位取样响应。取h1(k)=(-1)kh0(k)，它们构成正交镜像对称滤波器组。Cj+1(k)和dj+1(k)分别是Cj(k)和h0(-k)和h1(-k)卷积后二抽取得到的信号序列，所以小波多分辨率信号分解可用多抽样率子带滤波器组来实现。

若x(t)是周期T的电压信号，其有效值为[2]：

cJ(k)的均方根值可表示输入信号x(t)中的低频正弦分量(或基波)有效值，由CJ(k)可重构低频(或基波)信号，dj(k)的均方根值可表示尺度j子频带中的正弦分量有效值，由dj(k)可重构该子频带中的高频细节(或谐波)信号。

3基于小波变换的电网谐波测量方法

3.1谐波有效值及谐波畸变率的测量

基于小波变换的谐波有效值测量就是利用小波分解系数来测量谐波有效值。设谐波失真电压信号为：

式中f1为基波频率50Hz，A1为基波有效值；Am为第m次谐波有效值。信号序列s(n)经小波多分辨率分解得分解系数CJ(k)和dj(k)，j=1，2，…，J。由CJ(k)测出基波有效值，由dj(k)测出尺度j子频带中谐波有效值。

仿真实验中取A1=1，A3=1/3，A5=1/5，抽样频率fs=12.8kHz，尺度j=1，2，…，6，采用Daub24小波，测得谐波失真信号的基波、谐波有效值如表1：

表1

谐波次数有效值（理论值）有效值（实测值）

5~70.20000.2065

30.33330.3335

基波1.00000.9977

3.2基于差拍选频和子带滤波的谐波测量方法

该方法是通过相乘器和子带滤波器来实现的。通过待测电压信号s(t)与参考正弦信号p(t)相乘来实现频谱搬移，将待测信号中的基波、谐波分量逐个搬移到一个窄带低通子带滤波器通道中，从而逐个检测出基波、谐波的幅值。设待测谐波失真信号模型与(5)式相同。若取参考正弦信号为：

p(t)=2cos(2πlf1t)l=1，2，…，M(6)

则相乘器输出信号x(t)=s(t)·p(t)。取l=m时，测量出乘积信号x(t)的直流分量√2Am，m＝1，2，…，M，即可测得基波、谐波的有效值。

仿真实验中取A1=1v，A2=0.2v，A3=0.4v，A4=0.2v，A5=0.1v，抽样频率fs=12.8kHz，尺度j=1，2，…6，采用Daub24小波，由小波系数得到A1、A2、A3、A4、A5分别为0.9976v、0.2018v、0.4010v、0.2034v、0.1054v。

3.3基于子带滤波的电压闪变信号的谐波分析

电压闪变是衡量电能质量的一个重要方面。电压闪变是由也网电压幅度波动引起的。它的数学模型用调幅信号表示[3]。我们采用一种基于子带滤波的同步检波(相干解调)法来对它进行解调和时频分析。首先，用同步载波(50Hz)信号乘以电压闪变信号，将电压闪变信号的频谱搬移到0~25Hz低通子带滤波器通道中，解调出电压闪变的包络信号。然后再用小波多分辨率信号分解方法对该包络信号进行谐波分析。

仿真实验中取短时间电压闪变信号为：

v(t)=A[1+M·p(t)·a(t)]cos(2πf1t)(7)

式中：A=1v，M=0.1，f1=50Hz，当0.56s≤t≤2s时，p(t)=1，其他t值，p(t)=0。且有：

a(t)=cos(2πFt)+1/3cos(6πFt)+1/5cos(10πFt)

F=3Hz，电压闪变信号波形如图1(a)所示。

同步载波信号cos(2πf1t)与v(t)相乘得乘积信号x(t)。取抽样频率fs=3.2kHz，采用Daub24小波，乘积信号序列x(n)经8级多分辨率分解可得小波分解系数dj(k)和cj(k)，j=1，2，…，8。由d1(k)和d2(k)检测电压闪变信号的突变时间；由子频带（0~25Hz）信号序列c6(k)重构电压闪变信号的包络信号，同时测得失真的起始时间为0.5606s，结束时间为2.088s，与理论值相吻合，如图1(b)所示。再由c6(k)分解得到的三个子带信号序列c8(k)、d8(k)、d7(k)分别重构包络信号的基波、3次谐波和5次谐波频率分量，如图1(c)所示。因此，这种新的同步检波法即可检测电压闪变信号的时间，又可检测电压闪变的包络信号及其频率成分和幅度，适用于短时间谐波、动态谐波的检测。

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关键词：浪涌电流；限流器件；STIL02；PFC应用

在脱线变换器启动期间，因对大容量电容器充电会产生一个大电流。这个大电流比系统正常电流大几倍乃至几十倍(即所谓浪涌电流)，而这可能使AC线路的电压降落，从而影响连接在同一AC线路上的所有设备的运行，有时会烧断保险丝和整流二极管等元件。因此，必须对其加以限制。

限制浪涌电流的最简单方法是在系统AC线路输入端串联一只NTC热敏电阻。由于在冷启动时，NTC热敏电阻呈现高阻抗，因而将使涌入电流得到限制。而当电流的热效应使NTC热敏元件的温度升高，NTC阻值急剧下降时，对系统的电流限制作用会较小。同时，由于NTC热敏电阻在热态下的阻抗并不是零，故会产生功率损耗，从而影响系统的运行效率。还有一个问题是NTC热敏电阻在热态下重新启动时，对浪涌电流起不到限制作用。为此，可在系统启动之后，利用SCR等元件将NTC热敏元件短路。

1基于HCRB的电流限制器STIL02

在传统浪涌电流限制电路中，HCRB被认为是较为先进的一种电路，其基本结构如图1所示。HCRB电路是在桥式整流器上部二极管D1、D2和限流电阻(Rinrush)之间并接两个SCRS(SCR1和CSR2)，以组成SCR／二极管混合桥路，从而在系统(PFC升压预变换器)启动期间使浪涌电流通过D1、D2和Rinrush并被Rinrush(NTC)限制。当大容量电容器完全充电后，AC电流通过触发的SCR1、SCR2和D3、D4整流而将D1、D2和Rinrush短路。

基于HCRB电路，ST公司利用专门的ASDTM工艺研制出新型浪涌电流限制器件STIL02。该器件内置两个非灵敏单向开关和驱动器电路，如图2所示。这种采用5引脚小型单列直插式(PENTAWATTHV2)封装的器件，在使用时可将脚L(1)连接到AC线路的火线上，脚N(5)连接AC线路的地线上。而它的其余3个引脚中，OUT(3)为输出端，PT1(2)和PT2(4)为触发输入端。

STIL02的重复正向和反向截止电压达700V，输出平均电流Iout(AV)为2A，具有dV／dt＞500V／μs的高抗扰性能和较小的功率损耗。

与HCRB电路比较，STIL02解决了功率损耗与抗扰性之间的矛盾。众所周知：SCR分为灵敏和非灵敏两类。如果HCRB中SCR采用灵敏型器件(触发电流小于100μA)，尽管其反向漏电流和反向损耗都很小，但实际上还是不可行。原因是其抗扰性太差，dV／dt仅约10V／μs(加进阻尼电路也只有约100V／μs)，而系统启动时在前端产生的窄振荡脉冲电压上升速率dV／dt通常将近300V／μs。如果HCRB中的SCR采用非灵敏器件(触发电流为几个mA)，虽然dV／dt可达200V／μs(附加阻尼电路将近400V／μs)，但其反向漏电流和反向损耗比灵敏型SCR约高100倍。而STIL02的功率损耗与灵敏SCR相同，但抗扰性是所有类型的SCR都不能比拟的(其dV／dt可达1000V／μs以上)。

2应用电路及工作原理

SITL02应用在PFC升压变换器前端的连接电路如图3所示。当该电路在室温下冷启动时，STIL02中的两个单向开关是断开的，浪涌电流通过桥式整流二极管和涌入电流限制电阻R4(NTC)对PFC输出电容C7充电。一旦PFC变换器导通，那么由升压电感器的次级绕组(n2)、二极管D1和D2、电阻R3及电容C1、C2、C3组成的辅助电源(实际上作为STIL02的驱动电路使用)将会提供足够的能量，以驱动STIL02的两个开关以使其导通，从而使AC电流通过两个开关和桥式整流器下的两只二极管整流。

如果AC线路脱落，输入电流突然消失，电容器C3不再充电，其电压降低。一旦STIL02脚PT1和PT2上的输入驱动电流低于触发电流门限电平，内部两个单向开关就会断开。而当AC线路恢复输入时，对C3充电的涌入电流将通过R4(NTC)被限制。

图2和图3

3设计举例

设PFC升压变换器工作在临界模式(CriticalMode)且技术要求如下：

●最大输出功率Pout(max)为85W；

●输入AC电压为85～264Vrms(50／60Hz)；

●经调节的DC输出电压Vout为400V；

●峰值涌入电流Ipeak小于30A(＠Ta＝25℃)；

●系统效率η为80％；

●最大开关频率fs(max)为365kHz。

根据上述条件，可选择L6561为PFC控制器。

3．1主要功率元件的选择

ST公司生产的浪涌电流限制器件除STIL02外，还有STIL04。其中STIL02的平均输出电流为2A，STIL04则为4A。在PFC升压变换器中，可以认为桥式整流器的输入电流为正弦电流，故通过浪涌电流限制器件的平均电流为：

因此，对于本设计，可选用STIL02来进行浪涌电流限制。

在系统启动之后的稳态条件下，由于R4被STIL02短路，故R4的温度不会升高。然而，环境温度应尽可能低一些，才能保持R4有足够高的等效阻值以限制浪涌电流。由于在冷启动时要求通过R4的峰值电流为30A，R4的阻值可选10Ω。

在稳态条件下，桥式整流器上部的两只二极管将被STIL02的两个开关短路，因此，仅有下部的两只二极管工作。同时，由于通过二极管的平均电流与STIL02相同(1．12A)，因此，可选平均电流高于1．12A的二极管，推荐采用4A／800V的全桥整流器。

3．2STIL02驱动电路的元件参数

STIL02驱动电路元件参数的设计主要有：升压电感器辅助绕组匝数n2的计算、以及电容和电阻的参数设计等。对于图3电路，根据上述设计要求，其参数设计为：C1、C2为330nF，C3为10μF，R1和R2为0．33Ω，辅助绕组匝数n2可选3匝。

4结束语

用STIL02(或STIL04)替代传统浪涌电流限制元件或电路的主要优点如下三点：

(1)尺寸较小，器件体积比单只SCR稍大一点，由于仅有5个引脚。用其替代HCRB电路，可以省略HCRB电路中两只SCR的控制极触发电路，因此，有助于提高电源变换器功能密度。

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关键词：浪涌电流；抑制；AC/DC变换器

1上电浪涌电流

目前，考虑到体积，成本等因素，大多数AC/DC变换器输入整流滤波采用电容输入式滤波方式，电路原理如图1所示。由于电容器上电压不能跃变，在整流器上电之初，滤波电容电压几乎为零，等效为整流输出端短路。如在最不利的情况（上电时的电压瞬时值为电源电压峰值）上电，则会产生远高于整流器正常工作电流的输入浪涌电流，如图2所示。当滤波电容为470μF并且电源内阻较小时，第一个电流峰值将超过100A，为正常工作电流峰值的10倍。

浪涌电流会造成电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，甚至会影响其他用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流器的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下而非过载熔断。为避免这类现象发生，而不得不选用更高额定电流的熔断器，但将出现过载时熔断器不能熔断，起不到保护整流器及用电电路的作用；过高的上电浪涌电流对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须对带有电容滤波的整流器输入浪涌电流加以限制。

2上电浪涌电流的限制

限制上电浪涌电流最有效的方法是，在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一负温度系数热敏电阻（NTC），如图3所示。利用负温度系数热敏电阻在常温状态下具有较高阻值来限制上电浪涌电流，上电后由于NTC流过电流发热使其电阻值降低以减小NTC上的损耗。这种方法虽然简单，但存在的问题是限制上电浪涌电流性能受环境温度和NTC的初始温度影响，在环境温度较高或在上电时间间隔很短时，NTC起不到限制上电浪涌电流的作用，因此，这种限制上电浪涌电流方式仅用于价格低廉的微机电源或其他低成本电源。而在彩色电视机和显示器上，限制上电浪涌电流则采用串一限流电阻，电路如图4所示。最常见的应用是彩色电视机，这种方法的优点是简单，可靠性高，允许在宽环境温度范围内工作，其缺点是限流电阻上有损耗，降低了电源效率。事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，仅起到消耗功率、发热的负作用，因此，在功率较大的开关电源中，采用上电后经一定延时后用一机械触点或电子触点将限流电阻短路，如图5所示。这种限制上电浪涌电流方式性能好，但电路复杂，占用体积较大。为使应用这种抑制上电浪涌电流方式，象仅仅串限流电阻一样方便，本文推出开关电源上电浪涌电流抑制模块。

3上电浪涌抑制模块

3.1带有限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

将功率电子开关（可以是MOSFET或SCR）与控制电路封装在一个相对很小的模块（如400W以下为25mm×20mm×11mm）中，引出3～4个引脚，外接电路如图6（a）所示。整流器上电后最初一段时间，外接限流电阻抑制上电浪涌电流，上电浪涌电流结束后，模块导通将限流电阻短路，这样的上电过程的输入电流波形如图6（b）所示。很显然上电浪涌电流峰值被有效抑制，这种上电浪涌电流抑制模块需外接一限流电阻，用起来很不方便，如何将外接电阻省掉将是电源设计者所希望的。

3.2无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

有人提出一种无限流电阻的上电浪涌电流抑制电路如图7（a）所示，其上电电流波形如图7（b）所示，其思路是将电路设计成线形恒流电路。实际电路会由于两极放大的高增益而出现自激振荡现象，但不影响电路工作。从原理上讲，这种电路是可行的，但在使用时则有如下问题难以解决：如220V输入的400W开关电源的上电电流至少需要达到4A，如上电时刚好是电网电压峰值，则电路将承受4×220×=1248W的功率。不仅远超出IRF840的125W额定耗散功率，也远超出IRFP450及IRFP460的150W额定耗散功率，即使是APT的线性MOSFET也只有450W的额定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的结果是，MOSFET仅能承受有限次数的上电过程便可能被热击穿，而且从成本上看，IRF840的价格可以接受，而IRFP450及IRFP460则难以接受，APT的线性MOSFET更不可能接受。

欲真正实现无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块，需解决功率器件在上电过程的功率损耗问题。作者推出的另一种上电浪涌电流抑制模块的基本思想是，使功率器件工作在开关状态，从而解决了功率器件上电过程中的高功率损耗问题，而且电路简单。电路如图8（a）和图8（b）所示，上电电流波形如图8（c）所示。

3.3测试结果

A模块在400W开关电源中应用时，外壳温升不大于40℃，允许间隔20ms的频繁重复上电，最大峰值电流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或35mm×25mm×11mm。

B模块和C模块用于800W的额定温升不大于40℃，重复上电时间间隔不限，上电峰值电流为正常工作时峰值电流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

模块的铝基板面贴在散热器上，模块温度不高于散热器5℃。