变换器范文10篇

变换器范文篇1

电路图如图1所示。在稳态工作条件下，为了简化分析，假设所有开关器件都是理想的；漏感Lr远小于励磁电感Lm；L2为变压器副边等效电感；电路工作在CCM模式。

电路共有4个工作模式，工作过程如图2所示。

——模式1[t0－t1]在S1和S2开通后的t0时刻，输入直流电压Uin作用于Lr和Lm上，D1和D2关断，漏感电流iLr线性上升，则有

iLr(t)=iLr(t0)＋[Uin/Lr+Lm](t－t0)（1）

D1和D2承受反压为Uin，而D3承受反压为Uo＋(N2/N1)Uin，iL2=0，由滤波电容C向负载供电。

在t1时刻漏感电流iLr为

iLr（t1）=iLr(t0)＋[Uin/(Lr+Lm)](t1－t0)（2）

——模式2[t1－t2]在t1时刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，感应电势反向，D1和D2导通钳位使S1和S2承受正压为Uin；同时D3导通，副边电流iL2形成。原边电流iLr线性下降，即

在t2时刻原边电流

iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0（5）

——模式3[t2－t3]在t2时刻D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0，iL2达到最大。此后iL2线性下降，

iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2)（6）

在t3时刻

iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2)（7）

在此阶段D1和D2承受反压为，S1和S2承受正压为。

——模式4[t3－t4]在t3时刻开通S1和S2，输入电压Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感电流iLr从0开始线性上升，

iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3)（8）

此时D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，iL2(t)以更大的斜率线性下降，为漏感电流iLr减去励磁电感Lm上电流。

iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2)/LmUo(t-t3)]（9）

iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3）（10）

在t4时刻D1和D2反压由上升到Uin，iLr(t)上升到励磁电流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，开始新的PWM周期。

由上述分析可知，双管反激变换器具有以下优点：

——续流二极管将漏感能量回馈给电源；

——有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压；

——不需要额外的吸收电路。

图3

2控制系统结构

采用峰值电流控制模式，如图3所示。由于引入电流反馈,使系统性能具有明显的优点[3]：

——具有良好的线性调整率，反应速度快；

——消除输出滤波电感带来的极点，使二阶系统变为一阶系统，稳定性好；

——固有逐个脉冲电流限制,简化了过载保护和短路保护。

电流型也有缺点，在占空比>50％时，必须进行电流斜坡补偿,否则系统不稳定[1]。本文采用控制芯片UC3844[4]，占空比<50％。

图4

3实验结果

利用以上分析结果,设计了一台机内稳压电源。输入360～450V；输出＋15V(1A)，－15V(0.2A)，

＋25V(0.2A)3路，＋25V(0.4A)；开关工作频率为100kHz，最大占空比Dmax=0.45；功率45W。变压器用铁氧体R2KBD，罐型GU30，按反激变压器设计原则设计[1]。主要波形如图4所示。

从图中可以看出功率管的电压应力等于输入电压，续流二极管两端电压和分析结果也相同。可见双管反激拓扑在高压输入场合有其独特优

越性。图4（d）中，原边电流有尖峰是由于副边整流二极管反向恢复造成。

变换器范文篇2

关键词：全桥变换器；零电压开关；零电流开关；软开关；脉宽调制

引言

移相全桥零电压PWM软开关（PSFBZVS）变换器与移相全桥零电压零电流PWM软开关（PSFBZVZCS）变换器是目前国内外电源界研究的热门课题，并已得到了广泛的应用。在中小功率的场合，功率器件一般选用MOSFET，这是因为MOSFET的开关速度快，可以提高开关频率，采用ZVS方式，就可将开关损耗减小到较为理想的程度[1]。而在高压大功率的场合，IGBT更为合适。但IGBT的最大的缺点是具有较大的开关损耗，尤其是由于IGBT的“拖尾电流”特性，使得它即使工作在零电压情况下，关断损耗仍然较大，要想在ZVS方式下减少关断损耗，则必须加大IGBT的并联电容。然而由于轻载时ZVS很难实现（滞后臂的ZVS更难实现），因此ZVS方案对于IGBT来说并不理想。若采用常规的移相全桥软开关变换器，其优点是显而易见的，即功率开关器件电压、电流额定值小，功率变压器利用率高等，但是它们却也存在着各种各样的缺点：有的难以适用于大功率场合；有的要求很小的漏感；有的电路较为复杂且成本很高[2][3][4][5][6]。

本文提出了一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器，它能有效地改进以往所提出的ZVZCSPWM全桥变换器的不足。这种变换器是在常规零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，此辅助电路的优点在于没有有损元件和有源开关，且结构简单。次级整流二极管的电压应力与传统PWM全桥变换器相等，而ZCS具有最小的环路电流值。电流环能够根据负载的变化情况自动进行调整，从而保证了负载在较大范围内变化时变换器同样具有较高的效率。

1工作原理

该ZVZCSPWM全桥变换器主电路如图1所示。它是在传统的零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，同时，该变换器还采用了移相控制方式。在图1中，S1和S3分别超前于S4和S2一个相位，称S1和S3组成的桥臂为超前臂，S2和S4组成的桥臂为滞后臂。C1和C3分别是S1和S3的外接电容。Lr是谐振电感，它包括了变压器的漏感。每个桥臂的两个功率管成180°互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。超前臂开关管实现零电压导通和关断的工作原理与ZVSPWM全桥变换器相同，而滞后臂开关管是通过辅助电路来实现零电流导通和关断的，由于输出电感的储能用来实现超前臂开关管的ZVS，所以可以用外接电容来减小开关损耗。通过对Ch放电，流过变压器的原边电流在谐振周期内减小到零，从而实现了滞后桥臂的ZCS。

为了便于分析变换器的稳定工作状态，而作如下假设：

——所有开关管、二极管、电容、电感均为理想元器件；

——输出滤波电感Lf足够大，在一个开关过程中可以等效为一个恒流源。

图2

在半个工作周期内，变换器有8种开关模态。因为，电流环能够根据负载的变化而作相应的调整，所以，这些开关模态在负载较轻的情况下变化很小。

1.1变换器在满载条件下工作

假定变换器工作在满载条件下，其各个模态的等效电路及主要波形图如图2和图3所示。

1）开关模态1[t0，t1]在t0时刻，开关管S1及S4导通，输入电压Vs加到了变压器的漏感Lr上，原边电流ip从零开始线性增加，在t1时刻，电流ip增加到与输出电感电流值相等。电流ip的变化式如式（1）所示。

ip(t)=(Vs/Lr)t（1）

2）开关模态2[t1，t2]t1时刻后，开关管S1和S4继续导通，输入功率传到了变压器的次级。辅助线圈的漏感Llks与吸持电容Ch产生谐振，给Ch充电，Ch上的电压及电流可由式（2）及式（3）得到。

在t2时刻，Ch上的电压达到最大值VH，同时电流减小为零。为了防止二极管Dd在该工作模态下导通，Ch的最大电压值VH应当设计得比输入电压反射到次级的电压Vs/n小。

3）开关模态3[t2，t3]当Ch的充电电流减小到零的时候，Dc零电流关断，Ch上的电压保持在VH。原边电流仍被传递到输出端。

4）开关模态4[t3，t4]在t3时刻，S1关断，原边电流给电容C1充电，使C3放电，变压器原边电压vAB开始线性下降，即

vAB(t)=Vs－(Io/nCeq)t（5）

式中：Io为输出电流；

Ceq=C1＋C3。

变压器的次级电压vsec以相同的速率下降，直到t4时刻其值与Ch上的电压值相等为止。

5）开关模态5[t4，t5]当vsec下降到VH时，二极管Dd导通，vsec被箝位在Ch的电压值。变压器的原边电压vAB还以与先前同样的速率下降到零，而vsec则缓慢地下降。在该模态下，因为与原边电压相比，vsec的下降非常缓慢，因此可以把vsec看作常数。变压器次级电压反射到初级上的电压值和初级电压值之差加在了谐振电感Lr上，变压器原边电流和电压分别按式（6）及式（7）规律下降。

到t5时刻，C3上的电量被完全释放，C3电压下降到零，同时开关管S3零电压导通。原边电压vAB也下降到零。

6）开关模态6[t5，t6]该模态下，变压器次级电压反射到初级上的电压加到了变压器的漏感上，原边电流以更快的速率下降到零.

变压器次级电压按式（9）规律下降。

vsec(t)=VHcos(ωct)（9）

7）开关模态7[t6，t7]原边电流复位，整流二极管关断。电容Ch通过Dd放电，向负载提供电流。变压器次级电压按式(10)规律下降到零。

vsec(t)=VHcos(ωctm6)－(iO)t（10）

式中：tm6=t6－t5。

8）开关模态8[t7，t8]Ch完全放电，输出感应电流通过续流二极管Df续流。在t8时刻，开关管S4的驱动脉冲下降为零，S4零电流关断。

1.2变换器在轻载条件下工作

假定变换器工作在轻载条件下，随着负载电流的降低，Ch在模态7时不能完全放电，其上电流在t10时刻以前连续地提供给负载，其电压的最大值与最小值之间的差值可通过对自身的放电电流积分来获得，如式（11）所示。

式中：Ts为开关周期。

由式（11）可以看出，在带轻载的条件下，式（3）

所表示的Ch上的电流产生如下变化。

从式（12）可以看出，环路电流对吸持电容的充放电随着负载电流的降低而降低，也就是说电流环可根据负载的情况自动进行调整。

2电路设计

2.1超前臂的ZVS条件

为了实现超前臂的ZVS，开关电压应当在死区时间内下降到零，即：

tdead>tm4＋tm5（13）

式中：

从式（15）可以看出，保证开关管实现ZVS的最小电流可由式（16）得到。

不同的吸持电容Ch数值与最大电压值VH所对应的ZVS范围如图4所示。开关管超前臂的关断损耗可通过给IGBT增加外接缓冲电容来减小。从图4还可以看出大电容Ceq对ZVS范围的限制。因此，Ceq的选择应综合考虑ZVS范围和超前臂的开关关断损耗。

2.2滞后臂的ZCS条件

吸持电容的归一化值如式（17）所示。

图5所示为吸持电容不同归一化值所对应的原边电流的复位情况。为了实现滞后臂的ZCS，Ch的能量应该足够大，从而通过Lr使原边电流复位，且原边电流应当在滞后臂关断之前减小到零。从式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）。

从式（18）和图5可以看出，为了确保ZCS，应当增加Ch或VH的值。但是，VH的最大值不能高于输入电压反射到次级的电压Vs/n；同样，大电容Ch增大了环路电流，而环路电流又通过Ch间接加到了负载。综合考虑，软开关在变换器功耗方面的效果不仅与开关损耗的减小有关，还与由软开关引起的附加导通损耗有关。为了获得预期的效率，要求在设计时Ch的值取得越小越好，从而使附加导通损耗最小化。

2.3输出耦合电感

为了保证辅助电路二极管Dc的软变换，输出耦合电感的漏感Llks应当满足式（19）。

式中：Dmin为最小占空比。

给Ch充电的谐振电流也耦合到了输出电感电流中，从而增加了输出电容的电流纹波。因此，Llks应当在满足式（19）的条件下尽量取大，以减小谐波电流的有效值。

3实验结果

为了验证ZVZCSPWM全桥变换器的工作原理和性能，在实验室完成了一台80V/50A，80kHz的样机，其电路如图6所示，参数如下：

输入直流电压Vs=630（1±10％）V；

图3

输出直流电压Vo=80V；

变压器原副边匝比N1∶N2=5.33，变压器原边漏感Lr=9μH；

输出滤波电容Co=10000μF(电解电容)；

输出滤波电感Lf=20μH，N3∶N4=1.12，漏感Llks=1.8μH；

开关管S1～S4(IGBT)IRGPH50KK2(1200V，30A)；

输出整流二极管Dc，Dd，Df，DrecC60P40FE(400V，60A)；C1=C3=1nF；Ch=0.47μF(电解电容)；R=30Ω，C=2.2nF，C′=6.6nF；

开关频率f=80kHz。

图7给出了实验波形。从图7（a）可以看出，在谐振周期内，原边电流减小到零，从而消除了原边的拖尾电流。从图7（c）可以看出，通过S4的电流在驱动脉冲下降为零之前已经减小到零，从而S4实现零电流关断。从图7（d）可以看出，在死区时间内，S1的电压减小到零，从而S1实现零电压导通。从图7（e）和（f）可以看出，在一个谐振周期内，Ch在满载时完全放电，而在轻载时却没有完全放电，使得环路电流根据负载条件变化作适应性调整。

图8给出了根据原理样机得到的效率曲线。满载时效率最高，达到94％。

图7

4结语

本文提出了一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器，并具体分析了它的工作原理、电路设计及性能。最后通过一台4kW的原理样机的试验结果，证明了该变换器具有以下主要优点：

——所采用的辅助电路无有源开关；

——次级整流二极管具有与传统的全桥PWM变换器相同的电压应力值；

——对吸持电容充放电的环路电流可根据负载的变化进行自适应调整；

变换器范文篇3

关键词：浪涌电流；限流器件；STIL02；PFC应用

在脱线变换器启动期间，因对大容量电容器充电会产生一个大电流。这个大电流比系统正常电流大几倍乃至几十倍(即所谓浪涌电流)，而这可能使AC线路的电压降落，从而影响连接在同一AC线路上的所有设备的运行，有时会烧断保险丝和整流二极管等元件。因此，必须对其加以限制。

限制浪涌电流的最简单方法是在系统AC线路输入端串联一只NTC热敏电阻。由于在冷启动时，NTC热敏电阻呈现高阻抗，因而将使涌入电流得到限制。而当电流的热效应使NTC热敏元件的温度升高，NTC阻值急剧下降时，对系统的电流限制作用会较小。同时，由于NTC热敏电阻在热态下的阻抗并不是零，故会产生功率损耗，从而影响系统的运行效率。还有一个问题是NTC热敏电阻在热态下重新启动时，对浪涌电流起不到限制作用。为此，可在系统启动之后，利用SCR等元件将NTC热敏元件短路。

1基于HCRB的电流限制器STIL02

在传统浪涌电流限制电路中，HCRB被认为是较为先进的一种电路，其基本结构如图1所示。HCRB电路是在桥式整流器上部二极管D1、D2和限流电阻(Rinrush)之间并接两个SCRS(SCR1和CSR2)，以组成SCR／二极管混合桥路，从而在系统(PFC升压预变换器)启动期间使浪涌电流通过D1、D2和Rinrush并被Rinrush(NTC)限制。当大容量电容器完全充电后，AC电流通过触发的SCR1、SCR2和D3、D4整流而将D1、D2和Rinrush短路。

基于HCRB电路，ST公司利用专门的ASDTM工艺研制出新型浪涌电流限制器件STIL02。该器件内置两个非灵敏单向开关和驱动器电路，如图2所示。这种采用5引脚小型单列直插式(PENTAWATTHV2)封装的器件，在使用时可将脚L(1)连接到AC线路的火线上，脚N(5)连接AC线路的地线上。而它的其余3个引脚中，OUT(3)为输出端，PT1(2)和PT2(4)为触发输入端。

STIL02的重复正向和反向截止电压达700V，输出平均电流Iout(AV)为2A，具有dV／dt＞500V／μs的高抗扰性能和较小的功率损耗。

与HCRB电路比较，STIL02解决了功率损耗与抗扰性之间的矛盾。众所周知：SCR分为灵敏和非灵敏两类。如果HCRB中SCR采用灵敏型器件(触发电流小于100μA)，尽管其反向漏电流和反向损耗都很小，但实际上还是不可行。原因是其抗扰性太差，dV／dt仅约10V／μs(加进阻尼电路也只有约100V／μs)，而系统启动时在前端产生的窄振荡脉冲电压上升速率dV／dt通常将近300V／μs。如果HCRB中的SCR采用非灵敏器件(触发电流为几个mA)，虽然dV／dt可达200V／μs(附加阻尼电路将近400V／μs)，但其反向漏电流和反向损耗比灵敏型SCR约高100倍。而STIL02的功率损耗与灵敏SCR相同，但抗扰性是所有类型的SCR都不能比拟的(其dV／dt可达1000V／μs以上)。

2应用电路及工作原理

SITL02应用在PFC升压变换器前端的连接电路如图3所示。当该电路在室温下冷启动时，STIL02中的两个单向开关是断开的，浪涌电流通过桥式整流二极管和涌入电流限制电阻R4(NTC)对PFC输出电容C7充电。一旦PFC变换器导通，那么由升压电感器的次级绕组(n2)、二极管D1和D2、电阻R3及电容C1、C2、C3组成的辅助电源(实际上作为STIL02的驱动电路使用)将会提供足够的能量，以驱动STIL02的两个开关以使其导通，从而使AC电流通过两个开关和桥式整流器下的两只二极管整流。

如果AC线路脱落，输入电流突然消失，电容器C3不再充电，其电压降低。一旦STIL02脚PT1和PT2上的输入驱动电流低于触发电流门限电平，内部两个单向开关就会断开。而当AC线路恢复输入时，对C3充电的涌入电流将通过R4(NTC)被限制。

图2和图3

3设计举例

设PFC升压变换器工作在临界模式(CriticalMode)且技术要求如下：

●最大输出功率Pout(max)为85W；

●输入AC电压为85～264Vrms(50／60Hz)；

●经调节的DC输出电压Vout为400V；

●峰值涌入电流Ipeak小于30A(＠Ta＝25℃)；

●系统效率η为80％；

●最大开关频率fs(max)为365kHz。

根据上述条件，可选择L6561为PFC控制器。

3．1主要功率元件的选择

ST公司生产的浪涌电流限制器件除STIL02外，还有STIL04。其中STIL02的平均输出电流为2A，STIL04则为4A。在PFC升压变换器中，可以认为桥式整流器的输入电流为正弦电流，故通过浪涌电流限制器件的平均电流为：

因此，对于本设计，可选用STIL02来进行浪涌电流限制。

在系统启动之后的稳态条件下，由于R4被STIL02短路，故R4的温度不会升高。然而，环境温度应尽可能低一些，才能保持R4有足够高的等效阻值以限制浪涌电流。由于在冷启动时要求通过R4的峰值电流为30A，R4的阻值可选10Ω。

在稳态条件下，桥式整流器上部的两只二极管将被STIL02的两个开关短路，因此，仅有下部的两只二极管工作。同时，由于通过二极管的平均电流与STIL02相同(1．12A)，因此，可选平均电流高于1．12A的二极管，推荐采用4A／800V的全桥整流器。

3．2STIL02驱动电路的元件参数

STIL02驱动电路元件参数的设计主要有：升压电感器辅助绕组匝数n2的计算、以及电容和电阻的参数设计等。对于图3电路，根据上述设计要求，其参数设计为：C1、C2为330nF，C3为10μF，R1和R2为0．33Ω，辅助绕组匝数n2可选3匝。

4结束语

用STIL02(或STIL04)替代传统浪涌电流限制元件或电路的主要优点如下三点：

(1)尺寸较小，器件体积比单只SCR稍大一点，由于仅有5个引脚。用其替代HCRB电路，可以省略HCRB电路中两只SCR的控制极触发电路，因此，有助于提高电源变换器功能密度。

变换器范文篇4

关键词：电压调整模块降压控制有源法无源法

CPU和DSP对数据处理速度和容量的要求不断提高，对电源模块的供电要求也就相应地提高了，主要体现在电源的输出电流大小及其变化率和输出电压峰－峰值上。采取的措施有多通道buck电路拓扑和良好的控制方法，如V2控制法和滞回控制法等，这样可以改善电源的稳态和动态性能、提高电源效率。但是对于更低的输出电压、更大的电流动态变化率，不可避免地要采用更大容量、更低ESR的电容以减少瞬态电压峰－峰值。而大容量、低ESR电容增加了模块的成本，占用更大的空间，不利于提高功率密度。基于以上种种问题，采用AVP方法（如图1所示）使电源在满载时电压比所要求的最低电压高，在空载或轻载时输出电压比所要求的最高电压低，这样不仅有利于电源模块的热设计，而且动态过程电压工作在窗口电压内，输出电压峰－峰值小、恢复时间短。但是文献提出的方法较为复杂，使用专用的控制芯片导致开发成本增加，提出的方法在实际应用中电路效率较低。本文对AVP控制方法进行深入分析，归纳总结出各种AVP的实现方法，并提出了一种新颖高效的控制方法，用实验证明AVP方法的优越性。

1AVP控制有源法的分析

AVP有源控制为双环控制，其基本原理如图2所示。通过检测电感电流，根据降压要求相应调节输出电压的基准。输出电压跟随基准电压而实现AVP控制。图3为AVP有源控制的方块图，假设电流环增益为Ti，电压环增益为Tv，则：

Ti＝Av×FM×Gid×Ai（1）

Tv＝Av×FM×Gvd（2）

由（2）／（1）可得：

wESR＝1/(Rc×Co)，wR.0＝1/Ro×C0)

此处Rc为输出电容Co的等效电阻值，Ro为输出负载。当w＞＞wESR且Ai＝Rc时，则(3)式值为1。这说明了在此情况下电流环、电压环有相同的截止频率，而Av的设计对电流环、电压环的比值没有影响，其零极点的设计则依据电流环的设计方法进行。

其中，L为等效输出电感，fs为开关频率，wz用于补偿功率双极点，wp用于消除开关噪声，wi保证电流环的截止频率高于输出电容引入的ESR零点频率。基于以上原则，设计固定输出阻抗值为输出电容的ESR值。实现方法?眼2?演分别为检测开关管导通电阻、续流管导通电阻或串联阻值小的检测电阻。前两种方法受温度的影响不宜采用，而串联阻值小的检测电阻有助于改善温度变化引起的精度变化，但是在主电路中串联电阻必然引起电源模块效率的下降。

2AVP控制无源法的实现

采用无源法增加检测电阻，如图4所示。通过检测Va使之等于VREF，实现vo＝Vref－io×Rs，使电源在满载时电压比所要求的最低电压高，在空载或轻载时输出电压比所要求的最高电压低。从而使得输出电压在负载动态跳变时能够较快地达到稳定，提高动态响应，以改善电压大电流所引起的动态响应与电路成本的矛盾关系。

3实验结果分析

变换器范文篇5

关键词：谐振复位;双开关;正激变换器

1概述

谐振复位单开关正激变换器，如图1所示，是一种结构比较简单、应用十分广泛的DC/DC变换器。它通过谐振电容Cr上的电压对变压器进行复位，该复位电压可以大于输入电压，因此，该变换器的占空比可以大于50％，适合于宽输入范围的场合。但和通常的单开关正激变换器一样，它的开关电压应力比较大，是输入电压的2倍左右，用于较高输入电压的场合有一定的困难。另外，每次开关S开通之前，Cr上电压为输入电压，在S开通时，不仅将S的寄生电容上的能量CossVin2/2消耗在开关上，同时也将Cr上的能量CrVin2/2消耗在S上。而Cr又是外并的谐振电容，其值可能远远大于开关的寄生电容，所以，可以认为该变换器的等效开关损耗大大增加，效率将会受到严重影响。

双开关正激变换器克服了主开关电压应力大的缺点，它每个开关的电压应力等于输入电压，是单开关正激的一半左右，适用于高压输入场合。而且双开关正激变换器是利用输入电压给变压器进行复位，结构上也比较简单，激磁能量和漏感能量回馈到输入侧，转换效率比较高。因此，这种双开关正激DC/DC拓扑被广泛地应用于工业界，不仅仅是高压输入场合。但是，这种双开关正激变换器有它的突出缺点，即只能工作在占空比小于50％的状态，所以，不适合用在变换范围非常宽的场合。

本文推荐了一种谐振复位双开关正激变换器，它综合了单开关谐振正激和双开关正激的优点，不仅可以工作在占空比大于50％的状态，而且又采用双开关结构，大大减小了开关的电压应力。因此，该变换器适用于高电压输入、宽变化范围的场合。

2工作原理

谐振复位双开关正激变换器的电路如图2所示。图2中Coss1，Coss2，Coss3分别为开关S1，S2，S3的寄生输出电容，Cr为谐振电容，它并联在S2的漏源极之间，因Cr远大于开关管的寄生电容，所以Coss2可以忽略。Lm为激磁电感。为简化分析，输出电容Co被认为无穷大而以恒压源Vo代替，并假定电路已经进入稳态。

该变换器的一个开关周期可以分为6个工作阶段，分别如图3的6个等效电路所示。相应的工作波形如图4所示，其中t1－t3为死区时间td1，t5－t6为死区时间td2，这些时间实际上非常短，在图中为了更清楚地表述，将他们画得比较大。6个工作阶段的工作原理分别描述如下。

1）阶段1〔t0，t1〕如图3（a）和图4所示，该阶段S1和S2同时导通，加在变压器原边上的电压为输入电压Vin，激磁电流线性上升。同时副边整流二极管DR1导通，续流二极管DR2截止，电感L上的电流iL线性上升。

2）阶段2〔t1，t2〕t1时刻，如图3(b)和图4所示，S1和S2同时关断，折算到原边的负载电流和激磁电流一起对Coss1充电，使Coss3放电，Coss3上的电压vds3迅速下降。由于谐振电容Cr较大，在这么短的时间内Cr上的电压几乎没有上升，近似为零。因此vT就近似等于vds3，也迅速下降。但此阶段变压器上的电压vT仍为正，所以副边DR1仍导通。

3）阶段3〔t2，t3〕t2时刻vT下降到零时，副边二极管DR1就截止，DR2导通，iL通过DR2续流，在输出电压Vo的作用下线性下降。在原边，激磁电感Lm和谐振电容Cr谐振，在Cr上产生的谐振电压按正弦变化上升，该谐振电压同时对变压器进行复位，谐振电流流过S3的体二极管，如图3(c)和图4所示。

4）阶段4〔t3，t4〕t3时刻，S3的门极驱动信号vgs3变高，S3在零电压条件下开通，Lm和Cr继续谐振，Cr上的正弦谐振电压继续对变压器进行复位，谐振电流流过S3，如图3(d)和图4所示。

5）阶段5〔t4，t5〕如图3(e)和图4所示，Cr上的电压谐振到零后，激磁电流就流经S2的体二极管，而S3仍然导通，这时变压器原边的电压为零，激磁电流保持不变。副边仍然是DR1截止，DR2导通，电感电流继续下降。

6）阶段6〔t5，t6〕如图3(f)和图4所示，S3在t5时刻关断，激磁电流对Coss3进行充电，vds3一大于零，副边整流二极管DR1就导通，激磁电流流向变压器副边，但它不足以维持负载电流，所以续流二极管仍然导通。由于DR1及DR2都导通，变压器上的电压被箝在零，激磁电流保持不变。而开关S1上的电压被箝在Vin，S2上的电压则为零。

图3

t6时刻，S1及S2同时开通，其中S2是零电压开通，而Coss1上的电荷通过S1迅速放完，电路进入到下一开关周期的阶段1，负载电流流过DR1。

由以上分析可以看到，开关S1及S3的电压应力均为输入电压Vin，而S2的电压应力则是复位电压。

3特性分析

根据以上的分析可以看出，S1及S3为一对互补开关，两者寄生输出电容上的电压vds1与vds3之和等于输入电压Vin。因此，当其中vds1（或vds3）等于零时，vds3（或vds1）就等于Vin，可见开关S1及S3的电压应力均为输入电压。

开关S2的源漏间并联了谐振电容Cr，其值远大于S2的寄生输出电容Coss2，所以，Cr上的电压就是S2所要承受的电压。在S1及S2关断后，激磁电感Lm和谐振电容Cr开始谐振，在Cr上产生一正弦电压对变压器进行磁复位。因此，开关S2的电压应力就是该复位电压的峰值。

可见，该变换器的开关电压应力和单开关正激变换器相比要小得多。

该变换器的另一优点是可以工作在占空比大于50％的状态下。如图4所示，当主开关S1及S2同时导通，辅助开关S3截止时，加在变压器原边的电压为正，大小等于输入电压。当主开关S1及S2同时截止，辅助开关S3导通时，Lm和Cr谐振在Cr上产生的电压对变压器进行磁复位。通过选择较小的Cr值，该复位电压可以大于输入电压，使得变压器的复位时间小于正向导通时间，从而得到一个大于50％的占空比。这样的好处是既可以减小变换器一次侧的导通损耗，又可以减小二次侧整流二极管的电压应力。

此外，由于Cr上的电压谐振到零之后，主开关S2才开通，所以谐振电容不会带来额外的损耗，相反使得S2实现了零电压开通，其本身的开关损耗也大大下降了。而S3在导通之前是体二极管导通，即S3也是零电压开通的，开关损耗大大减小。因此，该变换器的转换效率要比单开关谐振复位正激变换器高得多。

4实验结果

一台采用谐振复位双开关正激DC/DC变换器拓扑的实验样机，验证了该拓扑的工作原理和特性。该样机的规格和主要参数如下：

输入电压Vin250V～400V；

输出电压Vo54V；

输出电流Io0～5A；

工作频率f70kHz；

主开关S1及S2STP11NM60；

辅助开关S3IRF830；

整流二极管DR1HER1604PT；

续流二极管DR2B20200；

变压器Tn=40∶20，Lm=3mH，Ls=15μH；

滤波电感L130μH；

谐振电容Cr200pF。

图5是输出4A时的主要实验波形。其中图5(a)是输入电压为250V时，变压器原边的电压波形，可以看出占空比为53％左右，证明该变换器可以工作在占空比大于50％的状态。图5(b)是输入等于400V时，主开关S1门极驱动电压和漏源间的电压波形，其中漏源电压正向平台为400V，正好等于输入电压。图5(c)是输入等于400V时，主开关S2门极驱动电压和漏源间的电压波形，其中漏源电压按正弦变化，其峰值为460V左右，该电压对变压器进行复位。同时从图中可以看出在门极电压变高之前，vds2已经谐振到零，S2是零电压开通的。图5(d)是输入等于400V时，辅助开关S3门极驱动电压和漏源间的电压波形，其中源漏电压正向平台也为400V。

图6给出了该变换器在不同输入电压，不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了95.3％。

变换器范文篇6

关键词：非线性性控制；微分几何；状态反馈；精确线性化；电力电子系统

电力电子开关变换器，是一类典型的非线性系统。若将传统的线性控制理论应用到此类变换器，难以解决电力电子系统建模和控制问题，受到很大的局限性。随着电力电子技术和控制理论的发展，多种控制方法已经在电力电子系统中得到应用，包括变结构控制、精确线性化方法、单周控制、模糊控制、预测控制、自抗扰控制等。精确线性化的实现，是通过选择合适的微分同胚和非线性反馈，将仿射非线性系统变为线性系统。然后再根据对象控制的目标，采用相应的线性系统设计方法进行分析和设计。从而将复杂的非线性系统综合问题转化为线性系统的综合问题。基于微分几何理论的反馈线性化方法与传统的利用泰勒展开式进行局部线性化近似方法不同，在线性化过程中没有忽略任何高阶非线性项，因而这种线性化是整体的，具有更高的精确性。精确线性化包含无反馈线性化和反馈线性化，后者利用微分同胚和状态反馈把仿射非线性系统变换为可控的线性系统，实现非线性的精确对消，再利用线性系统理论进行系统综合。

1精确线性化方法在电力电子开关变换器中的应用

电力电子开关变换器，是非线性系统。传统的控制方法，采用线性PI控制技术。PI控制技术具有控制系统设计简单、适用性较好，但输出反馈控制设计是基于目标误差设计而不是基于模型控制，故控制效果比较差。随着非线性系统微分几何理论的迅速发展，非线性控制理论很好地应用到电力电子开关器件的控制中，文献就把精确线性化方法应用到DC/DC变换器中。文献[1-2]以电流连续型Buck（CCMBuck）变换器作为研究对象，建立了状态反馈精确线性化模型Z=AZ+bv（1）其中坐标变换为12121()(),,,(),(),,()()TTfnnnfhXLhXZzzzXXXLhXϕϕϕ−===（2）文献[3]也利用状态反馈精确线性化方法推导出了非线性状态反馈表达式，并利用二次型最优控制、基于无源化设计理论对状态反馈反馈系数进行优化，实现非线性系统的线性化。并提出了非线性系统的反馈控制律u：21222212221122111()111()imLLimLLLCuxxvURCLCRCLCxxkkURCLCRCξξ=−−++=−−+−−（3）文献[4]采用状态反馈精确线性化方法并结合变结构控制理论，提出了一种新的控制策略，推导出非线性坐标变换矩阵12,()(),()TTfz=zz=φx=hxLhx（4）和状态反馈表达式精确线性化方法在电力电子开关变换器中的应用综述何坚辉（广东电网有限责任公司惠州仲恺供电局，广东惠州，516001）摘要：精确线性化方法是基于微分几何工具发展起来的非线性系统线性化解耦控制方法，通过对非线性系统进行精确线性化处理后变换成线性系统。电力电子开关变换器是一类典型的非线性系统，应用传统的线性控制理论来处理此类变换器，难以解决电力电子系统建模和控制问题。随着电力电子技术和控制理论的发展，精确线性化方法在电力电子系统中得到应用。首先，介绍精确线性化方法在电力电子开关变换器方面的应用。最后，提出了精确线性化方法在电力电子系统中的研究趋势。关键词：非线性性控制；微分几何；状态反馈；精确线性化；电力电子系统gfLhxvuLLhx−+=（5）文献[5]也将精确线性化方法应用到CCMBoost变换器中，都实现的原系统的线性化，达到了比较好的效果。

2总结

变换器范文篇7

关键词：三电平变换器；正弦脉冲宽度调制；数字处理器

1概述

二极管中点钳位型的三电平逆变器[1]的主电路拓扑结构如图1所示。由于二极管的钳位，这种变换器每个功率开关管承受的最大电压为直流侧电压的1/2，从而实现了用中低压器件完成中高容量的变换。另外，由于相电压有三种电平状态，比传统的二电平逆变器多了一个电平，其谐波水平明显低于二电平变换器，输出相同质量电流波形的时候，开关频率可以降低到两电平的1/4。最后，由于采用了不对称的双向开关，能量可以双向流动，可以很好地控制功率因数和实现电机四象限运行。然而，由于这种拓扑结构使用了12个功率管，其控制方法也随之复杂。另外，直流侧中点电位的不平衡也是制约该拓扑的一个重要因素。

图1

三电平变换器的控制方法主要有正弦波调制PWM(SPWM)，选择性的消谐PWM(SHEPWM)，空间矢量PWM(SVPWM)。

三电平空间矢量控制PWM方法和两电平空间矢量的控制方法一样，也是一种建立在空间电压矢量合成概念上的PWM方法。三电平空间矢量方法的优点主要是电压利用率高，对于二极管中点钳位的变换电路可以利用冗余的电压矢量（一般都是小矢量）来实现直流侧电容电压的平衡；其缺点就是数字实现的时候计算量非常大,尤其是当电平数大于3的时候更加复杂。

选择性的消谐PWM方法，通过开关时刻的优化选择，可以在较低的开关频率下，产生最优的输出电压波形，从而减小了电流纹波和电动机的脉动转矩。在输出同样质量波形的时候，它较其它的方法，开关次数最少，效率最高。因此，在高压大功率的设备上多采用SHEPWM的控制方法。但是，这种方法的一个难点就是在计算开关角的时候，要解超越方程，现在通用的牛顿迭代法中，确定开关角的初值难以选择，计算比较困难。

而正弦波调制的方法的优点主要以下几点：

1）SPWM实现起来比较方便，可以模拟实现也可以用数字来实现，而且用数字来实现的时候，计算量小；

2）可以大大降低输出谐波含量，尤其是低频纹波，它的谐波主要集中在载波频率的K倍的位置，因此在设计滤波器的时候，比较容易实现，而且成本较低；

3）对于任何数电平变换器，调制比可以在所有的工作范围内变化，注入合适的三次谐波，可以实现最大调制比1.15；

4）在载波中注入合适零序列，可以较好地平衡中点电位[2]。

本文在介绍三电平变换SPWM控制理论的基础上，讨论了用DSP来实现三电平SPWM控制的方法，并将仿真结果与实验结果进行了比较。

2三电平载波调制理论

从图1中可以看到，三电平逆变器的每一个桥臂上有4个开关管，4个反向恢复二极管和2个钳位二极管。以第一桥臂为例，其中开关管Sa1和Sa3的开关控制信号互补，Sa2和Sa4的开关控?信号也是互补的。Sa1和Sa2同时导通的时候，输出相电压为Ed/2；Sa2和Sa3同时导通的时候，输出的相电压为0；Sa3和Sa4同时导通的时候，输出的相电压为－Ed/2。为了确保电路中dv/dt不能太大，必须保证每个桥臂中只能有上面三种情况的两个开关管导通，绝不容许有3个开关管同时导通，但是，由于所采用的开关器件都不是理想的，开关管的开通和关断都需要一定的时间。因此，必须对开关控制信号加入死区时间。从上面分析可知，一个桥臂中，控制信号只有两个独立的控制信号。Sa1和Sa2的驱动控制信号是由2个具有同相位，同频率fc，相同的峰峰值Ac，且对称分布的三角载波和一个峰峰值为Am，频率为fm的正弦参考信号比较得到的。在三角载波和正弦波相交的时刻，如果正弦波的值大于载波的值，则开通相应的开关器件，反之则关断该器件。对于三电平变换器，幅度调制比ma和频率调制比mf定义[3]为

ma=Am/2Ac（1）

mf=fc/fm（2）

图2是调制比为ma=0.9，mf=9的三电平变换器的原理图。

3基于DSP的三电平SPWM的实现

TI公司的TMS320LF2407ADSP是面向电力电子控制领域的，它具有两个事件管理器模块EVA和EVB，能够实现PWM对称和非对称波形；外部引脚PDPINTx快速封锁PWM通道；可编程的死区控制；3个捕获单元；片内光电编码器接口电路；16通道的A/D转换。另外，它还有串行通信接口(SCI)，16位的串行外设接口模块(SPI)和控制器局域网络(CAN)2.0B模块[4]。LF2407A可以很好地实现电力电子领域的控制。DSP实现SPWM控制三电平变换器的控制框图见图3。对称的规则采样PWM法比较简单，适合于数字控制的实现，它的原理是在三角载波的峰点（谷点）的时刻采样正弦波调制信号而形成的波形，采样周期Ts为三角载波的周期。用DSP实现SPWM控制的过程中，主要是计算各个载波周期内的开关时间。图4是计算载波周期内开关时间的中断程序流程图。中断程序主要就是计算第N个载波周期内的开关的时间，其中v0为正弦波的幅值。表1是DSP的信号与开关管对应表。表2是各个扇区内CMPRx的值表。

表1DSP信号和主功率管的对应关系

PWM1

PWM2

PWM3

PWM4

PWM5

PWM6

Sa3

Sa1

Sa4

Sa2

Sb3

Sb1

PWM7

PWM8

PWM9

PWM10

PWM11

PWM12

Sb4

Sb2

Sc3

Sc1

Sc4

Sc2

表2CMPRx在各个区内的值

CMPR1CMPR2CMPR3CMPR4CMPR5CMPR6

Z1v0sinθTv0sin(π/3－θ)T0T－v0sin(θ＋π/3)

Z2v0sin(θ＋π/3)T0T－v0sinθ0T－v0sin(π/3－θ)

Z3v0sin(π/3－θ)T0T－v0sin(θ＋π/3)v0sinθ0T

Z40T－v0sinθ0T－v0sin(π/3－θ)v0sin(θ＋π/3)T

Z50T－v0sin(θ＋π/3)v0sinθTv0sin(π/3－θ)T

Z60T－v0sin(π/3－θ)v0sin(θ＋π/3)T0T－v0sinθ

4三电平SPWM的仿真研究

为了研究载波调制的谐波消除效果，采用电力电子专用仿真软件PSIM对图1所示的三电平变换器进行了仿真研究。仿真参数设置载波的频率fc=10kHz，调制正弦波的频率fm=50Hz，幅度调制比为ma=0.9。相电压、线电压的仿真波形如图5（a）所示。从仿真结果不难看出三电平的谐波主要集中在载波频率的倍数的位置，如图5（b）所示，而低次谐波很小。

图5

5实验模型和实验结果

实验模型的主电路采用12个IRF840开关管，6个钳位和12个反向恢复的二极管MUR860。实验的控制部分主要是基于实验室开发的双DSP数字控制平台。电路的输入的直流电压300V，负载为2.2kW的电动机。开关频率fc=10kHz，ma=0.9。图6(a)是相电压波形，图6(b)是相电压的FFT分析。图7(a)是线电压波形，图7(b)是线电压波形的FFT分析波形。

图6

变换器范文篇8

关键词：浪涌电流；抑制；AC/DC变换器

1上电浪涌电流

目前，考虑到体积，成本等因素，大多数AC/DC变换器输入整流滤波采用电容输入式滤波方式，电路原理如图1所示。由于电容器上电压不能跃变，在整流器上电之初，滤波电容电压几乎为零，等效为整流输出端短路。如在最不利的情况（上电时的电压瞬时值为电源电压峰值）上电，则会产生远高于整流器正常工作电流的输入浪涌电流，如图2所示。当滤波电容为470μF并且电源内阻较小时，第一个电流峰值将超过100A，为正常工作电流峰值的10倍。

浪涌电流会造成电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，甚至会影响其他用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流器的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下而非过载熔断。为避免这类现象发生，而不得不选用更高额定电流的熔断器，但将出现过载时熔断器不能熔断，起不到保护整流器及用电电路的作用；过高的上电浪涌电流对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须对带有电容滤波的整流器输入浪涌电流加以限制。

2上电浪涌电流的限制

限制上电浪涌电流最有效的方法是，在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一负温度系数热敏电阻（NTC），如图3所示。利用负温度系数热敏电阻在常温状态下具有较高阻值来限制上电浪涌电流，上电后由于NTC流过电流发热使其电阻值降低以减小NTC上的损耗。这种方法虽然简单，但存在的问题是限制上电浪涌电流性能受环境温度和NTC的初始温度影响，在环境温度较高或在上电时间间隔很短时，NTC起不到限制上电浪涌电流的作用，因此，这种限制上电浪涌电流方式仅用于价格低廉的微机电源或其他低成本电源。而在彩色电视机和显示器上，限制上电浪涌电流则采用串一限流电阻，电路如图4所示。最常见的应用是彩色电视机，这种方法的优点是简单，可靠性高，允许在宽环境温度范围内工作，其缺点是限流电阻上有损耗，降低了电源效率。事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，仅起到消耗功率、发热的负作用，因此，在功率较大的开关电源中，采用上电后经一定延时后用一机械触点或电子触点将限流电阻短路，如图5所示。这种限制上电浪涌电流方式性能好，但电路复杂，占用体积较大。为使应用这种抑制上电浪涌电流方式，象仅仅串限流电阻一样方便，本文推出开关电源上电浪涌电流抑制模块。

3上电浪涌抑制模块

3.1带有限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

将功率电子开关（可以是MOSFET或SCR）与控制电路封装在一个相对很小的模块（如400W以下为25mm×20mm×11mm）中，引出3～4个引脚，外接电路如图6（a）所示。整流器上电后最初一段时间，外接限流电阻抑制上电浪涌电流，上电浪涌电流结束后，模块导通将限流电阻短路，这样的上电过程的输入电流波形如图6（b）所示。很显然上电浪涌电流峰值被有效抑制，这种上电浪涌电流抑制模块需外接一限流电阻，用起来很不方便，如何将外接电阻省掉将是电源设计者所希望的。

3.2无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

有人提出一种无限流电阻的上电浪涌电流抑制电路如图7（a）所示，其上电电流波形如图7（b）所示，其思路是将电路设计成线形恒流电路。实际电路会由于两极放大的高增益而出现自激振荡现象，但不影响电路工作。从原理上讲，这种电路是可行的，但在使用时则有如下问题难以解决：如220V输入的400W开关电源的上电电流至少需要达到4A，如上电时刚好是电网电压峰值，则电路将承受4×220×=1248W的功率。不仅远超出IRF840的125W额定耗散功率，也远超出IRFP450及IRFP460的150W额定耗散功率，即使是APT的线性MOSFET也只有450W的额定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的结果是，MOSFET仅能承受有限次数的上电过程便可能被热击穿，而且从成本上看，IRF840的价格可以接受，而IRFP450及IRFP460则难以接受，APT的线性MOSFET更不可能接受。

欲真正实现无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块，需解决功率器件在上电过程的功率损耗问题。作者推出的另一种上电浪涌电流抑制模块的基本思想是，使功率器件工作在开关状态，从而解决了功率器件上电过程中的高功率损耗问题，而且电路简单。电路如图8（a）和图8（b）所示，上电电流波形如图8（c）所示。

3.3测试结果

A模块在400W开关电源中应用时，外壳温升不大于40℃，允许间隔20ms的频繁重复上电，最大峰值电流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或35mm×25mm×11mm。

B模块和C模块用于800W的额定温升不大于40℃，重复上电时间间隔不限，上电峰值电流为正常工作时峰值电流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

模块的铝基板面贴在散热器上，模块温度不高于散热器5℃。

变换器范文篇9

关键词：反激变换器；峰值电流控制；双管反激

引言

反激变换电路由于具有拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，多路输出负载自动均衡等优点，而广泛用于多路输出机内电源中。在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，由于变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，漏感较大。当功率管关断时，会产生很高的关断电压尖峰，导致开关管的电压应力大，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。因此在很多情况下，必须在功率管两端加吸收电路。

双管反激变换电路，在功率管关断时，由于变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源的嵌位作用，而使功率管的电压应力和输入电压相等。可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。

图1

1电路分析

电路图如图1所示。在稳态工作条件下，为了简化分析，假设所有开关器件都是理想的；漏感Lr远小于励磁电感Lm；L2为变压器副边等效电感；电路工作在CCM模式。

电路共有4个工作模式，工作过程如图2所示。

——模式1[t0－t1]在S1和S2开通后的t0时刻，输入直流电压Uin作用于Lr和Lm上，D1和D2关断，漏感电流iLr线性上升，则有

iLr(t)=iLr(t0)＋[Uin/Lr+Lm](t－t0)（1）

D1和D2承受反压为Uin，而D3承受反压为Uo＋(N2/N1)Uin，iL2=0，由滤波电容C向负载供电。

在t1时刻漏感电流iLr为

iLr（t1）=iLr(t0)＋[Uin/(Lr+Lm)](t1－t0)（2）

——模式2[t1－t2]在t1时刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，感应电势反向，D1和D2导通钳位使S1和S2承受正压为Uin；同时D3导通，副边电流iL2形成。原边电流iLr线性下降，即

在t2时刻原边电流

iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0（5）

——模式3[t2－t3]在t2时刻D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0，iL2达到最大。此后iL2线性下降，

iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2)（6）

在t3时刻

iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2)（7）

在此阶段D1和D2承受反压为，S1和S2承受正压为。

——模式4[t3－t4]在t3时刻开通S1和S2，输入电压Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感电流iLr从0开始线性上升，

iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3)（8）

此时D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，iL2(t)以更大的斜率线性下降，为漏感电流iLr减去励磁电感Lm上电流。

iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2)/LmUo(t-t3)]（9）

iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3）（10）

在t4时刻D1和D2反压由上升到Uin，iLr(t)上升到励磁电流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，开始新的PWM周期。

由上述分析可知，双管反激变换器具有以下优点：

——续流二极管将漏感能量回馈给电源；

——有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压；

——不需要额外的吸收电路。

图3

2控制系统结构

采用峰值电流控制模式，如图3所示。由于引入电流反馈,使系统性能具有明显的优点[3]：

——具有良好的线性调整率，反应速度快；

——消除输出滤波电感带来的极点，使二阶系统变为一阶系统，稳定性好；

——固有逐个脉冲电流限制,简化了过载保护和短路保护。

电流型也有缺点，在占空比>50％时，必须进行电流斜坡补偿,否则系统不稳定[1]。本文采用控制芯片UC3844[4]，占空比<50％。

图4

3实验结果

利用以上分析结果,设计了一台机内稳压电源。输入360～450V；输出＋15V(1A)，－15V(0.2A)，

＋25V(0.2A)3路，＋25V(0.4A)；开关工作频率为100kHz，最大占空比Dmax=0.45；功率45W。变压器用铁氧体R2KBD，罐型GU30，按反激变压器设计原则设计[1]。主要波形如图4所示。

从图中可以看出功率管的电压应力等于输入电压，续流二极管两端电压和分析结果也相同。可见双管反激拓扑在高压输入场合有其独特优越性。图4（d）中，原边电流有尖峰是由于副边整流二极管反向恢复造成。

变换器范文篇10

该芯片由精密电阻网络模块、电压／电流变换模块、电流／电流变换模块和精密＋10V电压基准模块组成。由于它利用电流进行传输，所以能有效克服在长线传送过程中环境干扰对测试的影响，从而使其性能大大提高。

XTR110应用范围极广，可用于任何需要信号处理的场合，尤其是在信号小、环境差的测试环境（如工业过程控制、压力、温度、应变测重、数据采集系统和微控制器应用系统中的输入通道等）下更为适合。

1引脚功能

XTR110的引脚排列如图1所示。

2性能参数

XTR110的主要性能特点如下：

●采用标准4～20mA电流传输；

●输入／输出范围可选择；

●最大非线性误差为0．005％；

●带有精确的＋10V参考电压输出；

●采用独立电源工作模式，且电压范围很宽（13．5V～40V）；

●引脚可编程。

图2

3典型应用电路

图2是0～10V输入对应于4～20mA输出时XTR110的功能框图和典型外部连接电路。对于其它输入电压与输出电流范围使用时可根据具体情况改变管脚3、4、5、9、10的连接方式。

XTR110的输出电流可用下式表示：

IO＝10（VREFIN／16＋VIN1／4＋VIN2／2）／RSPAN

图2中，RSPAN实际上就是内部50Ω电阻R9。为了获得不同的输出电流范围，也可连接相应的外部RSPAN。而外部晶体管QEXT则用于传导输出信号电流。推荐使用P沟道MOS晶体管。它的电压标称值必须大于或等于最大电源电压，如果电源电压＋Vcc超过了它的栅极击穿电压，QEXT的漏极将被击穿而失去作用。

如果内部运算放大器A1（图2中偏左下的运算放大器）的非倒置输入低于地（0V）电压0．5V以上，该运算放大器就可能损坏。这种情况一般出现在XTR110的管脚3、4或5被一个异常情况下的反向摆动运算放大器所驱动时。必要的话，可以在反向输入和地之间连接一个钳位二极管来对电压进行钳位。

参考电压在管脚12处应精确校准。为保持精度，包括管脚3在内的任何负载都应与此点相连。