PWM范文10篇

PWM范文篇1

关键词：PWM控制电路CPLDVHDL

在直流伺服控制系统中，通过专用集成芯片或中小规模的数字集成电路构成的传统PWM控制电路往往存在电路设计复杂，体积大，抗干扰能力差以及设计困难、设计周期长等缺点因此PWM控制电路的模块化、集成化已成为发展趋势。它不仅可以使系统体积减小、重量减轻且功耗降低，同时可使系统的可靠性大大提高。随着电子技术的发展，特别是专用集成电路（ASIC）设计技术的日趋完善，数字化的电子自动化设计（EDA）工具给电子设计带来了巨大变革，尤其是硬件描述语言的出现，解决了传统电路原理图设计系统工程的诸多不便。针对以上情况，本文给出一种基于复杂可编程逻辑器件（CPLD）的PWM控制电路设计和它的仿真波形。

1PWM控制电路基本原理

为了实现直流伺服系统的H型单极模式同频PWM可逆控制，一般需要产生四路驱动信号来实现电机的正反转切换控制。当PWM控制电路工作时，其中H桥一侧的两路驱动信号的占空比相同但相位相反，同时随控制信号改变并具有互锁功能；而另一侧上臂为低电平，下臂为高电平。另外，为防止桥路同侧对管的导通，还应当配有延时电路。设计的整体模块见图1所示。其中，d[7:0]矢量用于为微机提供调节占空比的控制信号，cs为微机提供控制电机正反转的控制信号，clk为本地晶振频率，qout[3:0]矢量为四路信号输出。其内部原理图如图2所示。

该设计可得到脉冲周期固定（用软件设置分频器I9可改变PWM开关频率，但一旦设置完毕，则其脉冲周期将固定）、占空比决定于控制信号、分辨力为1／256的PWM信号。I8模块为脉宽锁存器，可实现对来自微机的控制信号d[7：0]的锁存,d[7：0]的向量值用于决定PWM信号的占空比。clk本地晶振在经I9分频模块分频后可为PWM控制电路中I12计数器模块和I11延时模块提供内部时钟。I12计数器在每个脉冲的上升沿到来时加1，当计数器的数值为00H或由0FFH溢出时，它将跳到00H时，cao输出高电平至I7触发器模块的置位端，I7模块输出一直保持高电平。当I8锁存器的值与I12计数器中的计数值相同时，信号将通过I13比较器模块比较并输出高电平至I7模块的复位端，以使I7模块输出低电平。当计数器再次溢出时，又重复上述过程。I7为RS触发器，经过它可得到两路相位相反的脉宽调制波，并可实现互锁。I11为延时模块，可防止桥路同侧对管的导通，I10模块为脉冲分配电路，用于输出四路满足设计要求的信号。CS为I10模块的控制信号，用于控制电机的正反转。

2电路设计

本设计采用的是Lattice半导体公司推出的is-plever开发平台，该开发平台定位于复杂设计的简单工具。它采用简明的设计流程并完整地集成了LeonardoSpectrum的VHDL综合工具和ispVMTM系统，因此，无须第三方设计工具便可完成整个设计流程。在原理设计方面，本设计采用自顶向下、层次化、模块化的设计思想，这种设计思想的优点是符合人们先抽象后具体，先整体后局部的思维习惯。其设计出的模块修改方便，不影响其它模块，且可重复使用，利用率高。本文仅就原理图中的I12计数器模块和I11延迟模块进行讨论。

计数器模块的VHDL程序设计如下：

entitycounteris

port(clk:instdlogic;

Q:outstdlogicvector(7downto0);

cao:outstd_logic);

endcounter;

architecturea_counterofcounteris

signalQs:std_logic_vector(7downto0);

signalreset:std_logic;

signalcaolock:std_logic;

begin

process(clk,reset)

begin

if(reset＝‘1＇)then

Qs＜＝“00000000”;

elsifclk＇eventandclk＝‘1＇then

Qs＜＝Qs＋‘1＇;

endif;

endprocess;

reset＜＝‘1＇whenQs＝255else

‘0＇;

caolock＜＝‘1＇whenQs＝0else

‘0＇;

Q＜＝Qs;

cao＜＝resetorcaolock;

enda_counter;

图2PWM可逆控制电路原理图

在原理图中，延迟模块必不可少，其功能是对PWM波形的上升沿进行延时，而不影响下降沿，从而确保桥路同侧不会发生短路。其模块的VHDL程序如下：

entitydelayis

port(clk:instd_logic;

input:instd_logic_vector(1downto0);

output:outstd_logic_vector(1downto0)

enddelay;

architecturea_delayofdelayis

signalQ1,Q2,Q3,Q4:std_logic;

begin

process(clk)

begin

ifclk＇eventandclk＝‘1＇then

Q3＜＝Q2;

Q2＜＝Q1;

Q1＜＝input(1);

endif;

endprocess;

Q4＜＝notQ3;

output(1)＜＝input(1)andQ3;

output(0)＜＝input(0)andQ4;

enda_delay;

图3为原理图中的若干信号的波形仿真图。

PWM范文篇2

关键词：PWM发生器；SA8282；微处理器

1SA8282的功能特点

PWM控制技术是通过控制电路按一定规律来控制开关管的通断,以得到一组等幅而不等宽的矩形脉冲波形并使其逼近正弦电压波形。其方法有模拟方法和数字方法两种，其中模拟方法的电路比较复杂,且有温漂现象，会影响精度,降低系统的性能。数字方法则是按照不同的数字模型用计算机算出各切换点并将其存入内存,然后通过查表及必要的计算生成PWM波，因此数字方法受内存影响较大,且与系统精度之间存在着矛盾。SA8282是英国MITEL公司生产的全数字化三相PWM发生器，它频率范围宽、精度高，并可与微处理器进行接口,同时能够完成控制功能,因而可实现智能化。

SA8282采用28脚DIP封装。图1是其引脚排列图，其各引脚的功能说明如下：

AD0～AD7：八位地址与数据复用总线，用于从微处理器接受地址与数据信息。

WR（R／W、RD（DS）、ALE（AS）：此三个引脚为Intel（MOTOROLA）控制模式；SA8282在工作时可自动适应Intel或MOTOROLA控制模式，当ALE（AS）管脚变为高电平时，SA8282内部检测电路将自动锁存RD（DS）线上的状态，如果检测结果为低电平，则采用MOTOROLA控制模式；如果检测结果为高电平，则采用Intel控制模式。

RST：复位端，低电平有效；

CS：片选输入该控制线可使SA8282与其它接口芯片共享同一组总线。

RPHT、RPHB、YPHT、YPHB、BPHT、BPHB：标准TTL电平输出端口（即PWM驱动信号）可分别驱动三相逆变器的六个功率开关器件。

TRIP：输出封锁状态指示用于表明输出是否被锁存，低电平有效。

SETTRIP：关断触发信号输入端,当输入为高时,TRIP及六个PWM输出端将被迅速锁存在低电平状态,且只有在,RST复位时才能解除。

WSS：波形采样同步端口；

ZPPB、ZPPY、ZPPR：分别是三相信号的零相位脉冲输出端。

CLK：时钟信号输入端。

VDD：＋5V偏置电源。

VSS：接地端。

此外，SA8282芯片还具有以下特点：

(1)全数字化

SA8282与微处理器相连时可自动适应Intel和MOTOROLA两种总线接口而且编程简捷方便。其全数字化的脉冲输出具有很高的精度和稳定性。

(2)工作方式灵活

SA8282具有六个标准的TTL电平输出端,可以驱动逆变器的六个功率开关器件。电路的载波频率、调制频率、调制比、最小脉宽、死区时间等工作参数均可直接通过软件设定,而不需要任何外接电路,从而降低了硬件成本。

(3)工作频率范围宽、精度高

SA8282的三角载波频率可调,当时钟频率为12．5MHz时,载波频率最高可达24kHz,输出调制频率最高可达4kHz,输出频率的分辨率为12位。

2工作原理

SA8282的内部原理结构框图如图2所示。它主要包括初始化命令和控制命令寄存部分、从ROM中读取及产生PWM调制波形部分以及三相输出控制电路等三个功能部分。

图3

2．1命令寄存部分

该部分由总线控制、地址／数据总线、暂存器R0～R2、虚拟寄存器R3～R4及24位初始化寄存器和24位控制寄存器构成。该部分在工作时应首先进行初始化（从微处理器向初始化寄存器和控制寄存器输入控制字进行系统参数设置），然后由微处理器向两个24位寄存器输入命令字，这两个寄存器分别被称为初始化寄存器和控制寄存器。由于总线的数据宽度被限制在8位字长，因此要想把数据送到一个24位寄存器，应先分三次分别送到三个暂存寄存器R0、R1、R2中。而数据由暂存寄存器R0、R1、R2送到初始化寄存器或控制寄存器是通过虚拟寄存器R3、R4的送数写指令来实现的，R3、R4实际上不存在，它们只在指令中出现。往R3送数的写指令用于将数据从R0、R1、R2传送到控制寄存器，而往R4送数的写指令则可将数据从R0、R1、R2传送到初始化寄存器。

2．2读取及产生PWM调制波形部分

该部分由地址发生器、波形R0M及相位和控制逻辑构成。由于调制波形关于90°、180°、270°对称所以波形ROM中仅保存了0～90°的波形瞬时值。工作时，SA8282可根据地址发生器的信号直接从波形ROM中读取波形数据,然后通过相位控制逻辑将其组成0～360°的完整波形和三相波形,而不需要处理器进行处理。

2．3三相输出控制电路

SA8282中的每相输出控制电路均由脉冲取消和脉冲延时电路构成。脉冲取消电路用于去掉脉冲宽度小于取消时间的脉冲，以保证最小输出脉冲宽度大于器件的开关周期。延时电路可保证死区间隔，其作用是在改变任一相中两个开关器件的状态时提供一个较短的延迟时间，以使这段时间里的两个开关都处于关状态，从而防止在转换瞬间桥臂开关元件出现共通（两个开关在状态转换期间造成直通短路）现象。

3用SA8282组成的静止逆变器

3．1硬件组成

由SA8282组成的静止逆变器的硬件结构如图3所示,该电路主要由以下几个部分组成：

（1）控制电路

该逆变器的控制电路主要由MCS－51单片机最小系统、少量的扩展芯片和SA8282三相PWM发生器构成。单片机用于完成对SA8282的初始化和输出脉宽控制、频率控制,同时完成开环、闭环控制算法的运算及数据处理、模拟信号与数字信号的检测以及保护功能的逻辑判断等。由于SA8282和单片机共用一个石英晶体振荡器,故同步性能稳定,漂移小。

（2）驱动电路

驱动电路由EXB840构成。SA8282输出的PWM信号经驱动模块EXB840可直接驱动IGBT,且隔离性能好,抗干扰能力强,同时具有过流检测及电路关断等功能。一旦EXB840检测到过流信号,它将迅速向SA8282发出高电平保护信号同时封锁IGBT的驱动信号并高速切断电路，低速关断IGBT。

（3）主电路

本系统的主电路为AC－DC－AC逆变电路。输入的三相交流电压经整流、滤波后将直流电压供给逆变器。主开关器件用六单元IGBT模块和缓冲电路来构成三相逆变器。其输出则采用隔离降压变压器,因此可满足不同输出电压的要求。

3．2软件设计

软件程序设计是整个逆变器控制的核心,它决定着逆变器的输出特性,如电压、频率范围、稳定度、谐波含量、保护功能和可靠性等。图4为本系统的程序流程框图。

PWM范文篇3

关键词：SoC片上总线AMBAWishboneAvalon

引言

嵌入式系统是当今计算机工业发展的一个热点。随着超大规模集成电路的迅速发展，半导体工业进入深亚微米时代，器件特征尺寸越来越小，芯片规模越来越大，可以在单芯片上集成上百万到数亿只晶体管。如此密集的集成度使我们现在能够在一小块芯片上把以前由CPU和若干I/O接口等数块芯片实现的功能集成起来，由单片集成电路构成功能强大的、完整的系统，这就是我们通常所说的片上系统SoC（SystemonChip）。由于功能完整，SoC逐渐成为嵌入式系统发展的主流。

SoC相比板上系统，具有许多优点：

①充分利用IP技术，减少产品设计复杂性和开发成本，缩短产品开发的时间；

②单芯片集成电路可以有效地降低系统功耗；

③减少芯片对外引脚数，简化系统加工的复杂性；

④减少驱动接口单元及电路板之间的信号传递，加快了数据传输和处理的速度；

⑤内嵌的线路可以减少甚至避免电路板信号传送时所造成的系统信号串扰。

SoC的设计过程中，最具特色的是IP复用技术。即选择所需功能的IP（给出IP定义）核，集成到一个芯片中用。由于IP核的设计千差万别，IP核的连接就成为构造SoC的关键。片上总线（On-ChipBus，OCB）是实现SoC中IP核连接最常见的技术手段，它以总线方式实现IP核之间数据通信。与板上总线不同，片上总线不用驱动底板上的信号和连接器，使用更简单，速度更快。一个片上总线规范一般需要定义各个模块之间初始化、仲裁、请求传输、响应、发送接收等过程中驱动、时序、策略等关系。

由于片上总线与板上总线应用范围不同，存在着较大的差异，其主要特点如下：

①片上总线要尽可能简单。首先结构要简单，这样可以占用较少的逻辑单元；其次时序要简单，以利于提高总线的速度；第三接口要简单，如此可减少与IP核连接的复杂度。

②片上总线有较大的灵活性。由于片上系统应用广泛，不同的应用对总线的要求各异，因此片上总线具有较大的灵活性。其一，多数片上总线的数据和地址宽度都可变，如AMBAAHB支持32位~128位数据总线宽度；其二，部分片上总线的互连结构可变，如Wishbone总线支持点到点、数据流、共享总线和交叉开关四种互连方式；其三，部分片上总线的仲裁机制灵活可变，如Wishbone总线的仲裁机制可以完全由用户定制。

③片上总线要尽可能降低功耗。因此，在实际应用时，总线上各种信号尽量保持不变，并且多采用单向信号线，降低了功耗，同时也简化了时序。上述三种片上总线输入数据线和输出数据线都是分开的，且都没有信号复用现象。

片上总线有两种实现方案，一是选用国际上公开通用的总线结构；二是根据特定领域自主开发片上总线。本文就目前SoC上使用较多的三种片上总线标准——ARM的AMBA、Silicore的Wishbone和Altera的Avalon进行讨论，对三者特性进行分析和比较。

1AMBA总线

AMBA（AdvancedMicrocontrollerBusArchitecture）总线规范是ARM公司设计的一种用于高性能嵌入式系统的总线标准。它独立于处理器和制造工艺技术，增强了各种应用中的外设和系统宏单元的可重用性。AMBA总线规范是一个开放标准，可免费从ARM获得。目前，AMBA拥有众多第三方支持，被ARM公司90%以上的合作伙伴采用，在基于ARM处理器内核的SoC设计中，已经成为广泛支持的现有互联标准之一。AMBA总线规范2.0于1999年，该规范引入的先进高性能总线（AHB）是现阶段AMBA实现的主要形式。AHB的关键是对接口和互连均进行定义，目的是在任何工艺条件下实现接口和互连的最大带宽。AHB接口已与互连功能分离，不再仅仅是一种总线，而是一种带有接口模块的互连体系。

AMBA总线规范主要设计目的如下：①满足具有一个或多个CPU或DSP的嵌入式系统产品的快速开发要求；②增加设计技术上的独立性，确保可重用的多种IP核可以成功地移植到不同的系统中，适合全定制、标准单元和门阵列等技术；③促进系统模块化设计，以增加处理器的独立性；④减少对底层硅的需求，以使片外的操作和测试通信更加有效。

AMBA总线是一个多总线系统。规范定义了三种可以组合使用的不同类型的总线：AHB（AdvancedHigh-performanceBus）、ASB（AdvancedSystemBus）和APB（AdvancedPeripheralBus）。

典型的基于AMBA的SoC核心部分如图1所示。其中高性能系统总线（AHB或ASB）主要用以满足CPU和存储器之间的带宽要求。CPU、片内存储器和DMA设备等高速设备连接在其上，而系统的大部分低速外部设备则连接在低带宽总线APB上。系统总线和外设总线之间用一个桥接器（AHB/ASB-APB-Bridge）进行连接。

AMBA的AHB适用于高性能和高时钟频率的系统模块。它作为高性能系统的骨干总线，主要用于连接高性能和高吞吐量设备之间的连接，如CPU、片上存储器、DMA设备和DSP或其它协处理器等。其主要特性如下：

◇支持多个总线主设备控制器；

◇支持猝发、分裂、流水等数据传输方式；

◇单周期总线主设备控制权转换；

◇32~128位数据总线宽度；

◇具有访问保护机制，以区分特权模式和非特权模式访问，指令和数据读取等；

◇数据猝发传输最大为16段；

◇地址空间32位；

◇支持字节、半字和字传输。

AMBA的ASB适用于高性能的系统模块。在不必要适用AHB的高速特性的场合，可选择ASB作为系统总线。它同样支持处理器、片上存储器和片外处理器接口与低功耗外部宏单元之间的连接。其主要特性与AHB类似，主要不同点是它读数据和写数据采用同一条双向数据总线。

AMBA的APB适用于低功耗的外部设备，它已经过优化，以减少功耗和对外设接口的复杂度；它可连接在两种系统总线上。其主要特性如下：

◇低速、低功耗外部总线；

◇单个总线主设备控制器；

◇非常简单，加上CLOCK和RESET，总共只有4个控制信号；

◇32位地址空间；

◇最大32位数据总线；

◇读数据总线与写数据总线分开。

2Wishbone总线

Wishbone最先是由Silicore公司提出的，现在已被移交给OpenCores组织维护。由于其开放性，现在已有不少的用户群体，特别是一些免费的IP核，大多数都采用Wishbone标准。

Wishbone总线规范是一种片上系统IP核互连体系结构。它定义了一种IP核之间公共的逻辑接口，减轻了系统组件集成的难度，提高了系统组件的可重用性、可靠性和可移植性，加快了产品市场化的速度。Wishbone总线规范可用于软核、固核和硬核，对开发工具和目标硬件没有特殊要求，并且几乎兼容已有所有的综合工具，可以用多种硬件描述语言来实现。

Wishbone总线规范的目的是作为一种IP核之间的通用接口，因此它定义了一套标准的信号和总线周期，以连接不同的模块，而不是试图去规范IP核的功能和接口。

Wishbone总线结构十分简单，它仅仅定义了一条高速总线。在一个复杂的系统中，可以采用两条Wishbone总线的多级总线结构：其一用于高性能系统部分，其二用于低速外设部分，两者之间需要一个接口。这个接口虽然占用一些电路资源，但这比设计并连接两种不同的总线要简单多了。用户可以按需要自定义Wishbone标准，如字节对齐方式和标志位（TAG）的含义等等，还可以加上一些其它的特性。Wishbone的一种互连结构如图。

灵活性是Wishbone总线的另一个优点。由于IP核种类多样，其间并没有一种统一的间接方式。为满足不同系统的需要，Wishbone总线提供了四种不同的IP核互连方式：

◇点到点（point-to-point），用于两IP核直接互连；

◇数据流（dataflow），用于多个串行IP核之间的数据并发传输；

◇共享总线（sharedbus），多个IP核共享一条总线；

◇交叉开关（crossbarswitch）（图2），同时连接多个主从部件，提高系统吞吐量。

还有一种片外连接方式，可以连接到上面任何一种互连网络中。比如说，两个有Wishbone接口的不同芯片之间就可以用点到点方式进行连接。

Wishbone总线主要特征如下：

◆所有应用适用于同一种总线体系结构；

◆是一种简单、紧凑的逻辑IP核硬件接口，只需很少的逻辑单元即可实现；

◆时序非常简单；

◆主/从结构的总线，支持多个总线主设备；

◆8~64位数据总线（可扩充）；

◆单周期读写；

◆支持所有常用的总线数据传输协议，如单字节读写周期、块传输周期、控制操作及其它的总线事务等；

◆支持多种IP核互连网络，如单向总线、双向总线、基于多路互用的互连网络、基于三态的互连网络等；

◆支持总线周期的正常结束、重试结束和错误结束；

◆使用用户自定义标记（TAG），确定数据传输类型、中断向量等；

◆仲裁器机制由用户自定义；

◆独立于硬件技术(FPGA、ASIC、bipolar、MOS等)、IP核类型（软核、固核或硬核）、综合工具、布局和布线技术等。

3Avalon总线

Avalon总线是Altera公司设计的用于SOPC（SystemOnProgrammableChip，可编程片上系统）中，连接片上处理器和其它IP模块的一种简单的总线协议，规定了主部件和从部件之间进行连接的端口和通信的时序。

Avalon总线的主要设计目的如下：①简单性，提供一种非常易于理解的协议；②优化总线逻辑的资源使用率，将逻辑单元保存在PLD（ProgrammableLogicDevice，可编程逻辑器件）中；③同步操作，将其它的逻辑单元很好地集成到同一PLD中，同时避免复杂的时序。

传统的总线结构中，一个中心仲裁器控制多个主设备和从设备之间的通信。这种结构会产生一个瓶颈，因为任何时候只有一个主设备能访问系统总线。Avalon总线的开关构造使用一种称之为从设备仲裁（Slave-sidearbitration）的技术，允许多个主设备控制器真正地同步操作。当有多个主设备访问同一个从设备时，从设备仲裁器将决定哪个主设备获得访问权。图3是一个多主设备同时访问存储器的例子。在此系统中，高带宽外设，如100M以太网卡，可以不需暂停CPU而直接访问存储器。通过允许存储访问独立于CPU。Avalon开关结构优化了数据流，从而提高了系统的吞吐量。

Avalon总线主要特性如下：

◇32位寻址空间；

◇支持字节、半字和字传输；

◇同步接口；

◇独立的地址线、数据线和控制线；

◇设备内嵌译码部件；

◇支持多个总线主设备，Avalon自动生成仲裁机制；

◇多个主设备可同时操作使用一条总线；

◇可变的总线宽度，即可自动调整总线宽度，以适应尺寸不匹配的数据；

◇提供了基于图形界面的总线配置向导，简单易用。

4三种片上总线比较

通过以上对三种总线特性的介绍，可以对三种总线作个比较，如表1所列。

表1三种总线特性比较

AMBAWishbonAvalon

互连方式共享总线交叉开关/共享总线/数据流/点到点共享总线/总线开关

主控制器多个多个多个

数据总宽度/位32～1288～6432

地址空间/位326432

数据传输方式字节/半字/字字节/半字/字字节/半字/字

事务传输方式流水/分裂/猝发传输单字节读写/块/猝发传输单字节读写/块传输

数据对齐方式大端对齐/小端对齐大端对齐/小端对齐大端对齐/小端对齐

仲裁机制系统定义用户自定义系统生成

独立性硬件技术/IP核类型/综合工具无关硬件技术/IP核类型/综合工具无关硬件技术/IP核类型无关

基于三种总线的特性，可以得出其应用的综合比较，如表2所列。

表2三种总线应用综合比较

AMBAWishbonAvalon

适用器件PLD，ASICPLD，ASICAltera系列PLD

应用范围高性能嵌入式系统高性能嵌入式系统，型嵌入式系统用于AlteraNios软核的系统中

可用资源ARM使用伙伴众多，提供了丰富的IP核对IP核没有特殊要求，而且中有许免费IP核Alter公司建立了AMPP（AlteraMegafunctionPartnersProgram）组织，提供了丰富的IP核

价格ARM声黎免费，但需要授权协议完全免费Altera所有，需要授权协议

三种总线各有特点，决定了其应用范围的不同。AMBA总线规范拥有众多第三方支持，被ARM公司90%以上的合作伙伴采用，已成为广泛支持的现有互连标准之一。Wishbone异军突起，其简单性和灵活性受到广大SoC设计者的青睐。由于它是完全免费的，并有丰富的免费IP核资源，因此它有可能成为未来的片上系统总线互连标准。Avalon主要用于Altera公司系列PLD中，最大的优点在于其配置的简单性，可由EDA工具快速生成，受PLD厂商巨头Altera极力推荐，其影响范围也不可忽视。

PWM范文篇4

这些端口的输出可以用作LED驱动器，并可提供闪烁和PWM亮度控制功能。该系列产品将18个扩展端口集成在4mm2的薄型QFN封装内，而10端口扩展器则采用尺寸更小的3mm2薄型QFN封装。由于蜂窝电话、PDA、膝上型电脑需要将监视和控制功能集中在一个很小的区域内，设计人员没有足够的空间从主ASIC引出一簇I／O口线，因而只有引出两条线作为I2C总线，这就需要小尺寸、功耗极低的端口扩展芯片，而且要求这种芯片非常便宜，并具有极高的可靠性，同时还要易于使用。此外，还要占用极少的处理器资源。

1设计需求

Maxim的设计工程师经过潜心研究，开发出了一系列的模块。由于每种器件都已针对具体的应用环境进行了优化，因此，这些器件在－40～＋125℃的汽车级温度范围内可保持在1．2μA（典型值）和3．6μA（最大值）以内的静态电流。这些产品可工作在2V～＋3．6V电源电压下，同时支持热插拔。所有器件引脚（电源引脚除外）在关断模式下保持高阻状态，能够承受至少6V的电压，无论芯片是否加电，I／O端口和串口都可以处在带电模式，因而非常适合热插拔应用。

图1

2PWM亮度控制

MAX6964－5、MAX7313－6系列产品包括LED亮度控制和闪烁控制，可驱动8至18个LED，芯片集成了240级脉宽调制（PWM）亮度控制电路，适用于RGBLED的驱动或白色LED的调光。每个端口都具有I／O能力，并具有可选的中断输出（INT），当检测到有跳变发生时，器件会发出中断信号。所有端口输出都可以吸收50mA电流，足以驱动绝大多数LED。对于更大电流的LED（如用于相机闪光灯的白色LED），可以通过并联端口驱动。任何端口均可设置为静态逻辑电平（如逻辑输出）或脉冲宽度调制（PWM）输出，从而方便地调节LED负载的平均电流（亮度）。

内部32kHz振荡器产生PWM时序，这样，PWM亮度控制可以按照各输出端口逐个使能，以提供任意组合的PWMLED驱动，而无故障逻辑输出。当没有I／O端口为LED提供PWM信号时，内部振荡器将自动关闭，这样可使工作电流降至最小。

PWM时序图如图1所示。PWM亮度控制采用4比特主控制位和4比特端口独立控制位，主控制位可提供16级全局亮度控制，并可作用在所有PWM使能的输出端口。主控制位通常将最大脉冲宽度设置为PWM周期的1／15至15／15，以限制所有PWM输出对应的最大亮度。独立设置位由每路输出的另外4比特码组成，调节范围为主控窗口的1／16～15／16。如果应用时，各输出端口需要相同的PWM设置，那么，可利用一个全局PWM来控制，这样，只需对一个寄存器进行写操作即可调节LED的亮度，调节级数为240，这样，可简化控制软件的设计。

PWM范文篇5

1大功率直流电机驱动电路的设计

1.1总体结构

大功率直流电机驱动电路如图1所示：从图1中的总体结构能够看出电机驱动电路在控制信号方面具有重要作用，主要的控制信号包括电机转向控制（DIR）及电机转速控制（PWM）两种。Vcc1是驱动逻辑电路中的部分电源，能够为驱动电路提供电源，Vcc2、Vcc3也是驱动逻辑电路中的重要组成部分，在为大功率直流电机驱动电路进行供电时，主要是采用双电源供电方式。M+、M-作为直流电机的接口[1]。大功率直流电机驱动电路在供电过程中，为了取得良好的供电效果，需要将驱动电路电气与控制电路电气隔离开来，避免驱动电路在运行过程中对其他电路的运行效果造成较大的影响，避免电路运行过程中遭受到其他电路的干扰，给系统的逻辑预算造成较大的影响。加大对逻辑信号的控制和使用，充分利用信号来提升光电隔离效果，放大逻辑信号的作用，充分利用控制电路与驱动电路的作用，来驱动H桥上的下臂，在驱动直流电机，以完成对驱动电路系统的控制[2]。

1.2电机驱动逻辑电路分析

在对驱动电路图进行设计时，需要严格按照电器隔离的要求级Power MOSFET特性要求进行设计，结合当前工业行业对电路的使用要求，设计出了一款大功率直流电机驱动电路。驱动电路在实际的使用过程中，需要确保MCU端和电路输入端进行有效的连接，所设置的输入信号主要包括DIR信号和PWM信号两种。其中DIR信号主要是指数字信号，通常为0或1。而PMN信号为脉宽调制信号，被广泛应用与电机转速控制中，需要确保两种信号的有机连接，以此来提升信号控制效果，满足工业企业对电机驱动逻辑电路的使用需求。通常电机驱动逻辑电路由 电机驱动逻辑电路、光电隔离和驱动放大器电路及H桥功率驱动电路共同组成[3]。电机驱动逻辑电路如图2所示，控制信号PWM和DIR是电机驱动逻辑电路中的重要组成部分，主要用来收集MCU端送来的控制信号，信号会经过与门气74LS08和反向器74LS04运算后，来实现对光电隔离器的再驱动。将DIR作为方向控制信号，在输入信号时需要输入DOR2，将DIR1和转速控制信号PWM，通过74LS08进行预算，以得到转速控制信号PWM2。需要确保PWM相遇DIR2转速信号相运算后，以此来得到转速信号PWM1，在对信号进行控制时，主要分为两组对信号进行控制，将PWM1和DIR1作为一组，将PWM2和DIR2作为二组。PWM1和PWM2主要是用于控制电机的转速，而DIR1和DIR2主要是运用控制电机的正反转向[4]。待DIR1为1时，DIR2为0时，在对电机驱动情况进行记录时，运算器74LS08需要分别于PWM相乘，从相乘后的结果能够看出，PWM2计算所得的波形与PWM的波形相一致，说明两者的输出信号一致。如果DIR1为0时，DIR2为1时，说明PWM1与PWM两者具有一致的波形信号。通过以上对电机驱动逻辑电路进行分析的过程，能够看出DIR1、PWM1，DIR2、PWM2两组信号在逻辑运算中，有助于驱动广电隔离电路，对提升广电隔离电路使用效果具有重要作[5]。

1.3光电隔离和驱动放大电路分析

为了确保直流电机驱动电路有着良好的应用效果，避免受其他电路影响，给电路系统的安全稳定运转造成较大的影响，需要加大电路保护工作，将电机驱动电路与其他控制电路有机的结合起来，通过两者共同来实现对电气进行隔离。光电隔离器在大功率直流电机驱动中具有良好的应用效果，要做好光电隔离器的合理选择，光电隔离器自身的功能必须要满足大功率直流电机的使用需求，以便提升直流电机的驱动效果，满足电路的适应需求[6]。本文在对光电隔离和驱动放大器电路进行研究时，结合实际的功能需求，选择了817C和PS9713两种光电隔离器如图3所示，其中817C自身的频率相对较低，在实际的应用过程中，主要是运用对电机的方向控制。而PS9713在电路中使用，作为一种快速光电隔离器，自身的开关频率相对较高，被广泛应用于电机的转速控制中。在电机运转的过程中，PWM2为PWM的一致转速控制信号，通常将A点作为电位1，到光电隔离器U3截止，U4具有导通功能，B、F点的电位通常为0。隔离器U1在实际的应用过程中，被广泛应用与饱和通电中，在U2处截止使用，需要将D点的电位设置为E2+E3，要想确保直流电机驱动控制的合理性，需要做好PWM2处控制工作，确保开关在大功率直流电机驱动中始终保持良好的运转状态。另外，还需要加大对控制方向隔离器进行控制，所使用的隔离器主要是817C隔离器，在实际的应用过程中通过两两配合使用的形式，来完成对U1、U2、U3、U4的控制，能够确保电路在实际的运转过程中，电机能够有效的进行切换，避免上下桥臂出现直通短路现象，给电机系统的安全运转造成较大的影响，能够放大信号、起到隔离作用[7]。于导通状态，当控制工作处于开关状态下，电机会出现反转情况，受PWM控制影响较大[8]。图3电机驱动电路图

1.4H桥功率驱动电路分析

为了确保大功率直流电机驱动工作的稳定运转，避免电路自身存在的缺陷，对电路系统造成较大的影响，需要加大对H桥功率电路的研究力度，H桥功率驱动电路图如图4所示。本文在研究过程中主要是使用双电源形式，电源为E2、E3两种驱动电源，其中E2主要是用于提升电压，E3主要是用于电机供电，其中Q1、Q3门极主要是用于提升电压，运用的场效应管为AM60N06，对提升沟道增强型场效应具有重要作用，确保了驱动电流的正常稳定运行。另外，还需要明确工作开关状态，运用电阻R4、R5为U5提供电压，确保Q4能够与E点相连，通常门极电压波形通常会与PWM2波形相一致。为了减少导通及截止时间，需要合理选择电压，综合各因素进行考虑，当DIR为1时，Q2、Q3通常会处于截止状态，Q1在持续充电，Q4受PWM2控制影响较大。当工作在开关状态时，能够确保确保电机处于正常的运转状态，转速受PWM控制影响较大。当DIR为0时，Q1、Q4处于截止状态，Q2受PWM2控制开关影响较大，Q3一直处2大功率直流电机驱动电路的实现为了验证驱动器性能对大功率直流电机驱动电路所造成的影响，本文主要选用25D60-24V型直流电机，运用该电机来进行闭环控制。25D60-24V型直流电机的额定功率为60W，额定电压为24V，额定转速为2800rpm，额定电流为3.8A。电机在启动过程中最高的转速能够达到2915rpm，在运转过程中不会发生明显的发热现象，表明电机运转正常，在大功率直流电机驱动电路中具有良好的使用效果，最高的工作时间能够满足连续三天，每天工作的时间超过8小时。为了确保直流电机在工作过程中，免受其他测试电路影响，需要做好系统与开关之间的自由切换工作，提升测试电路的抗干扰能力及抗冲击力，避免电路系统发生严重的故障。另外，直流电路系统在实际的使用过程中受增加负载现象影响较大，给电机的正常运转造成较大的影响，导致电机无法正常工作，严重影响电机的实际运行效果。针对这一情况，为了能够确保电机的正常运转，满足电机的驱动需求，需要做好电机的优化设计，避免电流在启动和制动过程中出现严重的电流骤升现象，需要在电路中留有一定的电流冗余，提升了电路的抗干扰能力，对确保电路系统的安全运转及稳定工作具有重要作用[9]。

2结论

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关键词：TD340；直流电机调速；PWM

直流电机调速系统在现代化工业生产中已经得到广泛应用。直流电动机具有良好的起、制动性能和调速性能，易于在大范围内平滑调速，且调速后的效率很高，因此，采用硬件逻辑电路实现的PWM控制系统已在实践中广泛应用，但是，这种方法的硬件电路比较复杂，一般也无计算机接口。而本文介绍的以TD340驱动器芯片为核心的直流电机PWM调速控制系统则可以大大简化硬件电路。该系统不仅可以模拟控制，而且具有计算机接口，同时具有良好的保护功能。

1系统工作原理

直流电机脉宽调速通过改变控制电压的脉冲宽度来改变加在直流电机上的平均电枢电压的大小，从而改变直流电机的转速。图1所示为可逆的PWM变换器主电路的H型结构形式。图中，4个MOSFET管的基极驱动电压分为两组，其中Q2L和Q1H为一组，当Q2L接收PWM信号导通时，Q1H常开；而Q2H和Q1L截止。这时，电机两端得到电压而旋转，而且占空比越大，转速越高。由于直流电机是一个感性负载，当MOS关断时，电机中的电流不能立即降到零，所以必须给这个电流提供一条释放通路，否则将产生高压破坏器件。处理这种情况的通常方法是在MOSFET管旁边并联一个二极管，使电流流过二极管，最后通过欧姆耗散的方式在二极管中消失。对于大电流，耗散是重要的排放方法。这里必须使用高速二极管。电机反转时道理相同。

2TD340的引脚功能和控制特性

TD340采用双列贴片式封装的引脚分布如图2所示，各引脚的功能如下：

L1、L2：低边门极驱动；

H1、H2；高边门极驱动；

STBY：待机模式；

WD：看门狗信号输入；

CWD：设置看门狗电容端；

VOUT：用于微处理器的5V电压；

CF：设置PWM频率的外部电容接入端；

IN1；模拟或数字信号输入端；

IN2：电机旋转方向控制端；

VBATT、GND：电源正端和地端。

TD340芯片是N沟道功率MOS管驱动器，适合于直流电机控制。图3所示是用TD340进行模拟输入的控制电路。图4给出了TD340的输入电压与输出PWM间的特性曲线（接地电容用于设定PWM频率）。该器件内集成有可驱动N沟道高边功率MOS管的电荷泵和内部PWM发生器，可进行速度和方向控制而且功耗很低，同时具有过压（＞20V）、欠压（＜6．2V）保护功能，以及反向电源有源保护功能。TD340内含可调的频率开关（0～25kHz）及待机模式，且集成有看门狗和复位电路。除此之外，TD340芯片还具有H桥直流电机部分和微控制器之间的必要接口。直流电机的速度和方向可由外界输入给TD340的信号来控制。其中速度由PWM来控制，当然也可以接受外部的PWM信号。当TD340的CF端通过电容接地时，0～5V的模拟输入即可产生PWM输出。实际上，当CF端直接接地时，输入TD340的数字信号就可直接产生PWM信号。

3在开环直流调速系统中的应用

本文所设计的直流电机调速系统框图如图5所示。该系统由信号输入电路、TD340和H桥电路组成。其中信号输入电路由可调电阻和单刀双掷开关组成，TD340用于构成PWM发生器，功率放大电路是由4个MOSFET管组成的H桥电路。

图6为本系统中直流电机PWM调速系统的电路原理图，图中的MOSFET管采用STP30NE03L。STP30NE03L的优点是开关速度快，通路电阻低和电压门信号低，适合于大电流和低电压运行。当加上一个足够的门信号电压时，功率MOSFET的通路电阻小于常规二极管而在没有门信号电压的情况下，它具有常规二极管的反向特性。开关K用于控制直流电机M的正反转。开关向上时，电机正转；开关向下时，电机反转。可调电阻R1用于调节TD340的模拟电压输入值，进而输出可调PWM信号，同时给MOSFET的门极施加开关驱动信号并通过调节占空比的大小来调节直流电机M的转速。电阻R1～R4用于控制MOS门的升降时间，也有利于避免门电压的振荡，门电压的振荡通常是与门电容处的连接线的平行电感所引起的。R1～R4的值通常为10～100Ω。电容C6用于存储能量并对通过电桥的电压进行滤波。在电压上升和下降期间，为了保证系统的可靠性，可在两个低端MOS管的门极各接一个下拉电阻以确保电桥保持关断，但高端MOS管不能接下拉电阻，因为电荷泵不能为其提供必要的电流。

图6

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全桥逆变器采用的是绝缘栅双极晶体管，控制方式为有限双极性控制[4]，如图2所示。全桥逆变器的工作原理为：接通任一桥臂的两个绝缘栅双极晶体管，如IGBT1和IGBT3，接通时间ton，其值为DTs/2，（D为占空比，Ts为交替接通周期）。另一桥臂的晶体管IGBT2和IGBT4依次接通Ts/2。除IGBT1与IGBT4同时接通或IGBT2与IGBT3同时接通外，高频变压器的一次电压和输出电压均为零。受负载电感的影响，负载处在一个交替接通周期内可以形成稳定的恒定电流。脉宽调制脉冲的宽度和负载的性质共同决定了负载电流的大小。在晶体管IGBT2和IGBT4的脉宽调制波形设置一个死区时间，以防所有开关管同时接通而产生短路。输出电流的调节通过IGBT1和IGBT3驱动信号的脉宽调节。

2数字脉宽调制

作为逆变电路的核心，输入信号经脉宽调制器与给定值比较后，转变为具有一定占空比的脉冲信号输出并驱动电路，进而对整个逆变电源的输出进行调整和控制。数字信号处理器中自带有脉宽调制模块，该模块中具有8个I/O引脚，组成编号为PWM1H/PWM1L、PWM2H/PWM2L、PWM3H/PWM3L、PWM4H/PWM4L的4个高/低端引脚对，并分别由4个占空比发生器控制。I/O引脚对低端与高端的状态在负载互补时恰好相反。脉宽调制模块具有4种工作模式，能够实现有限双极性控制。数字脉宽调制流程如图3所示，其工作模式由脉宽调制时基控制寄存器设定。引脚对PWM1H/PWM1L设置为递增/递减模式时，可以控制全桥逆变器中的晶体管IGBT2和IGBT4；引脚对PWM2H/PWM2L设置为双更新模式时，可以控制全桥逆变器中的晶体管IGBT1和IGBT3。无论何种工作模式，脉宽调制的定时周期均通过控制寄存器实现。IGBT2和IGBT4的占空比由占空比寄存器1设定，并在有限双极性控制模式下设置为1；IGBT1和IGBT3的占空比由占空比寄存器2设定，并在有限双极性控制模式下不断更新，其更新数据由PI控制模块根据反馈电流或电压计算得到。脉宽调制时基控制寄存器的值在实时控制过程中不断增加，并不断与占空比寄存器的值进行比较，直至两者相等时输出脉宽调制信号，并通过设置置位比较控制寄存器将输出信号分为低有效和高有效。通过设置脉宽调制模块自带死区时间发生器的控制位，可以为PWM1H/PWM1L的死区时间设置插入位置和大小。2.3PI调节对于对象为惯性环节或滞后环节的连续控制系统，理想的控制方法是比例+积分（PI）控制，以保证系统稳定后不会出现稳态误差。由于高频逆变电源的对象为二阶惯性环节，因此适于采用增量式PI控制[5]。在由数字信号处理器控制的逆变电路中，采用软件得到的高频方波信号具有精准的占空比和频率，如图4所示。图中Ig和If分别为基准电流和实测电流，e为两者的差值，即电流偏差，Ig为数字信号处理器产生的方波电流。PI调节的执行机构和控制对象分别为脉宽调制模块和全桥逆变电路。即将电流偏差e输入PI控制器，由脉宽调制模块输出脉冲信号，以调节逆变电路的交替接通，进而控制电流。

3实验研究

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关键词：主动振动控制TMS320F2407实时性

主动振动控制具有隔振率高、适应性强、可抗强冲击振动等优点，可使关键设备在恶劣冲击振动环境下可靠工作。但是，主动振动控制系统对相位要求较为严格，要求系统具有极强的实时性，否则由于相位滞后，控制效果将会受到严重影响。因而在数字式主动振动控制系统中，通常在单片机难以达到实时性要求，本文采用高速DSP器件解决控制的实时性问题。

TMS320LF2407是TI公司专为实时控制而设计的高性能16位定点DSP器件，指令周期为33ns，其内部集成了前端采样A/D转换器和后端PWM输出硬件，在满足系统实时性要求的同时可简化硬件电路设计。本文在总线模拟主动控制系统设计作经验的基础上，设计了以TMS320F2407为核心的数字式主动振动控制系统。

1主动振动控制系统及其数学模型

1.1控制系统工作原理

主动振动控制系统模型如图1所示。隔振对象通过弱性体与基础相连接，基础振动（振幅为u）通过弱性体（刚度为k）传递到隔振对象上，引起隔振对象振动。传感器置于二者之间检测相对位移并输入到控制器，控制器输出的控制量经过功率驱后输出到电磁作动器控制隔振对象的振动，同时控制器根据隔振对象的加速度反馈实时调节控制参数。

1.2系统数字模型描述

根据主动振动控制系统工作原理建立的系统振动模型如式（1）所示。为使隔振对象加速度x最小，控制力f的计算式如式（2）所示。其中，u-x为基础和隔振对象相对位移，可通过光电位移传感器（PSD）测得。

mx+cx+kx=cu+ku+f（1）

f=c(x-u)+k(x-u)(2)

式中，m为隔振对象质量，x为隔振对象加速度，u为基础加速度，k为隔振弹性体刚度，c为隔振系统阻尼。

系统作用力f由置于气隙磁场中的载流线圈提供。当在线圈上施加电压v时，其上的咯伦兹力f和施加电压V如式（3）和式（4）所示。

f=bli（3）

v=ri-bl(u-x)+l''''l（4）

式中，b为气隙磁感应强度，l为线圈有效长度，I为线圈电流，r为线圈电阻，l''''为线圈电感。

2控制策略及控制器

2.1控制策略

根据系统各部分数学模型可计算出控制电压输出，如式（5）所示。

v=(l''''c/bl)s-[(l''''k+rc)bl+bl]s-(rk/bl)s（5）

式中，s为相对位移u-x，s和s分别为相对位移的一次微分和二次微分。在实际应用中，上述控制参数并不能准确得出，而且有些参数如弹性体刚度、磁场强度等并不是恒定值。在控制过程中，先以估算值作为初始值，再以一定控制算法（自整定PID），根据加速度反馈，对控制参数进行实时校正。

2.2控制系统的硬件结构

控制器硬件结构如图2所示。位移传感器（PSD）输出信号经由信号处理电路、加速度传感器输出信号经由电荷放大器后，再分别通过TMS320F2407中的A/D转换器输入到DSP核心中。DSP核心根据加速度反馈修正控制参数，由位移输入计算出控制量，进行PWM调制后送到PWM功率驱动部分，由功率驱动部分驱动电磁作动器进行振动控制。

2.2.1DSP及存储器

F2407中集成了32K字的FLASHEEPROM和1.5k字的RAM，由于控制算法的需要，本系统需扩充外部RAM。TMS320F2407片内的FLASH可用作程序存储器，但在开发阶段使用FLASH作为程序存储极为不便，因为每一次程序的修改都需要对FLASH进行清除、擦除和编程操作，而且进行CCS调试时只能设置硬件断点，故从调试的角度考虑，应扩充程序RAM。为了不增加系统复杂度，从扩充的数据RAM中分出一块作为调试时的程序RAM。如图3所示，CY7C1021为64K×16的SRAM，存取时间最小为10ns，故不需要插入等待周期，可保证系统全速运行。

在调试时，用跳线短接PS和与门输入脚，在存储映像文件中将CY7C1021前32K字设为数据RAM，后32K字设为程序RAM，可将程序实时下载到程序RAM中进行调试，避免了对FLASH的繁琐操作。当开发完成时将VCC和与门短接，同时修改映像文件，将64KRAM全部用作数据存储器，而将程序写入内部FLASH中，系统即可脱离开发环境独立运行。

2.2.2传感器处理电路及A/D变换

加速度传感器和位移传感器输出需进行预处理后再进行A/D变换。前者输出电荷信号，应用电荷放大器将其转化为电压信号，后者输出微弱的电流信号（数个微安），进行前置放大及相关模拟处理后得到表示位移的模拟电压信号，经过处理的此二路信号分别送入DSP片内A/D转换器的1、2通道进行模/数变换。

图4

2.2.3PWM调制及驱动

核心程序计算出控制量后进行PWM调制、功率驱动后输出到作动器中。PWM调制在片内完成，而功率驱动则需依靠外加的驱动电路来完成。商品化的PWM驱动器体积大、价格昂贵，在此采用了瞬息万变制的小功率PWM驱动器，其电路图如图4所示。IR2110完成初次驱动，将来自DSP的TTL电平转化为12W电平输出，推动由四个功率管IRF3710构成的H桥进行开关动作，H桥再驱动作动器施加控制力。

2.3控制器软件

2.3.1控制算法

控制算法是整个系统的核心，要求较高的实时性和一定的自适应能力。算法由两部分组成，如图5所示，上半部分根据隔振对象相对位移输入完成的控制量的计算，下半部分根据隔振对象加速度反馈完成控制参数的实时优化。算法先根据式（5）估算出各个系数的值，运用PID算法根据隔振对象加速度反馈输入依次对各系数进行校正，得到最优控制参数。之后脱离PID算法，完全依靠式（5）计算输出。当中环境发生变化，控制效果变差时，再重新调用PID校正参数。这样既满足了实时性的要求，又提高了适应能力。

2.3.2中断控制

根据系统控制要求，A/D需定时采样隔振对象加速度和相对位移信号，为提高效率，A/D转换结果以中断方式读取。因此中断控制包括定时器中断控制和A/D转换结束中断控制。

TMS320F2407有二级中断服务程序，分别为通用中断服务程序GISR和特定中断服务程序SISR。所有可屏蔽中断分为六级（INT1-INT6），如图6所示。中断产生时，系统通过通用中断向量表自动跳到该中断所属级PIVR的值，根据外设中断向量表，使程序跳转到中断对应的SISR中。所以进行中断处理需要二级中断向量表（通用中断向量表和外设中断向量有）和二级中断服务程序（GISR和SISR）。其中，通用中断向量表必须映射到零地址开始的片内FLASH程序存储空间中。

2.3.3PWM及A/D转换接口程序

PWM接口程序实现PWM初始化，控制输出的PWM调制、载波频率、死区宽度等参数的功能。A/D转换接口程序包括A/D转换初始化、转换的通道选择、定时启动和数据读取等部分。

3实验测试

PWM范文篇9

关键词：三电平变换器；正弦脉冲宽度调制；数字处理器

1概述

二极管中点钳位型的三电平逆变器[1]的主电路拓扑结构如图1所示。由于二极管的钳位，这种变换器每个功率开关管承受的最大电压为直流侧电压的1/2，从而实现了用中低压器件完成中高容量的变换。另外，由于相电压有三种电平状态，比传统的二电平逆变器多了一个电平，其谐波水平明显低于二电平变换器，输出相同质量电流波形的时候，开关频率可以降低到两电平的1/4。最后，由于采用了不对称的双向开关，能量可以双向流动，可以很好地控制功率因数和实现电机四象限运行。然而，由于这种拓扑结构使用了12个功率管，其控制方法也随之复杂。另外，直流侧中点电位的不平衡也是制约该拓扑的一个重要因素。

图1

三电平变换器的控制方法主要有正弦波调制PWM(SPWM)，选择性的消谐PWM(SHEPWM)，空间矢量PWM(SVPWM)。

三电平空间矢量控制PWM方法和两电平空间矢量的控制方法一样，也是一种建立在空间电压矢量合成概念上的PWM方法。三电平空间矢量方法的优点主要是电压利用率高，对于二极管中点钳位的变换电路可以利用冗余的电压矢量（一般都是小矢量）来实现直流侧电容电压的平衡；其缺点就是数字实现的时候计算量非常大,尤其是当电平数大于3的时候更加复杂。

选择性的消谐PWM方法，通过开关时刻的优化选择，可以在较低的开关频率下，产生最优的输出电压波形，从而减小了电流纹波和电动机的脉动转矩。在输出同样质量波形的时候，它较其它的方法，开关次数最少，效率最高。因此，在高压大功率的设备上多采用SHEPWM的控制方法。但是，这种方法的一个难点就是在计算开关角的时候，要解超越方程，现在通用的牛顿迭代法中，确定开关角的初值难以选择，计算比较困难。

而正弦波调制的方法的优点主要以下几点：

1）SPWM实现起来比较方便，可以模拟实现也可以用数字来实现，而且用数字来实现的时候，计算量小；

2）可以大大降低输出谐波含量，尤其是低频纹波，它的谐波主要集中在载波频率的K倍的位置，因此在设计滤波器的时候，比较容易实现，而且成本较低；

3）对于任何数电平变换器，调制比可以在所有的工作范围内变化，注入合适的三次谐波，可以实现最大调制比1.15；

4）在载波中注入合适零序列，可以较好地平衡中点电位[2]。

本文在介绍三电平变换SPWM控制理论的基础上，讨论了用DSP来实现三电平SPWM控制的方法，并将仿真结果与实验结果进行了比较。

2三电平载波调制理论

从图1中可以看到，三电平逆变器的每一个桥臂上有4个开关管，4个反向恢复二极管和2个钳位二极管。以第一桥臂为例，其中开关管Sa1和Sa3的开关控制信号互补，Sa2和Sa4的开关控?信号也是互补的。Sa1和Sa2同时导通的时候，输出相电压为Ed/2；Sa2和Sa3同时导通的时候，输出的相电压为0；Sa3和Sa4同时导通的时候，输出的相电压为－Ed/2。为了确保电路中dv/dt不能太大，必须保证每个桥臂中只能有上面三种情况的两个开关管导通，绝不容许有3个开关管同时导通，但是，由于所采用的开关器件都不是理想的，开关管的开通和关断都需要一定的时间。因此，必须对开关控制信号加入死区时间。从上面分析可知，一个桥臂中，控制信号只有两个独立的控制信号。Sa1和Sa2的驱动控制信号是由2个具有同相位，同频率fc，相同的峰峰值Ac，且对称分布的三角载波和一个峰峰值为Am，频率为fm的正弦参考信号比较得到的。在三角载波和正弦波相交的时刻，如果正弦波的值大于载波的值，则开通相应的开关器件，反之则关断该器件。对于三电平变换器，幅度调制比ma和频率调制比mf定义[3]为

ma=Am/2Ac（1）

mf=fc/fm（2）

图2是调制比为ma=0.9，mf=9的三电平变换器的原理图。

3基于DSP的三电平SPWM的实现

TI公司的TMS320LF2407ADSP是面向电力电子控制领域的，它具有两个事件管理器模块EVA和EVB，能够实现PWM对称和非对称波形；外部引脚PDPINTx快速封锁PWM通道；可编程的死区控制；3个捕获单元；片内光电编码器接口电路；16通道的A/D转换。另外，它还有串行通信接口(SCI)，16位的串行外设接口模块(SPI)和控制器局域网络(CAN)2.0B模块[4]。LF2407A可以很好地实现电力电子领域的控制。DSP实现SPWM控制三电平变换器的控制框图见图3。对称的规则采样PWM法比较简单，适合于数字控制的实现，它的原理是在三角载波的峰点（谷点）的时刻采样正弦波调制信号而形成的波形，采样周期Ts为三角载波的周期。用DSP实现SPWM控制的过程中，主要是计算各个载波周期内的开关时间。图4是计算载波周期内开关时间的中断程序流程图。中断程序主要就是计算第N个载波周期内的开关的时间，其中v0为正弦波的幅值。表1是DSP的信号与开关管对应表。表2是各个扇区内CMPRx的值表。

表1DSP信号和主功率管的对应关系

PWM1

PWM2

PWM3

PWM4

PWM5

PWM6

Sa3

Sa1

Sa4

Sa2

Sb3

Sb1

PWM7

PWM8

PWM9

PWM10

PWM11

PWM12

Sb4

Sb2

Sc3

Sc1

Sc4

Sc2

表2CMPRx在各个区内的值

CMPR1CMPR2CMPR3CMPR4CMPR5CMPR6

Z1v0sinθTv0sin(π/3－θ)T0T－v0sin(θ＋π/3)

Z2v0sin(θ＋π/3)T0T－v0sinθ0T－v0sin(π/3－θ)

Z3v0sin(π/3－θ)T0T－v0sin(θ＋π/3)v0sinθ0T

Z40T－v0sinθ0T－v0sin(π/3－θ)v0sin(θ＋π/3)T

Z50T－v0sin(θ＋π/3)v0sinθTv0sin(π/3－θ)T

Z60T－v0sin(π/3－θ)v0sin(θ＋π/3)T0T－v0sinθ

4三电平SPWM的仿真研究

为了研究载波调制的谐波消除效果，采用电力电子专用仿真软件PSIM对图1所示的三电平变换器进行了仿真研究。仿真参数设置载波的频率fc=10kHz，调制正弦波的频率fm=50Hz，幅度调制比为ma=0.9。相电压、线电压的仿真波形如图5（a）所示。从仿真结果不难看出三电平的谐波主要集中在载波频率的倍数的位置，如图5（b）所示，而低次谐波很小。

图5

5实验模型和实验结果

实验模型的主电路采用12个IRF840开关管，6个钳位和12个反向恢复的二极管MUR860。实验的控制部分主要是基于实验室开发的双DSP数字控制平台。电路的输入的直流电压300V，负载为2.2kW的电动机。开关频率fc=10kHz，ma=0.9。图6(a)是相电压波形，图6(b)是相电压的FFT分析。图7(a)是线电压波形，图7(b)是线电压波形的FFT分析波形。

图6

PWM范文篇10

关键词：LED手术无影灯；单片机；LM3404；调光控制

随着LED照明技术的日新月异，其应用领域也越来越广泛，从照明延伸到工业照明、汽车照明以及医用照明等领域，LED手术无影灯便是医院手术室必用设备之一，在医生手术过程中发挥重要的照明作用[1]。与传统手术照明灯具相比，LED手术无影灯具有节能环保、高光效、无热辐射、寿命长等优点，不仅寿命延长到3万多小时，而且光照均匀，光质好，不会散发出过量的热，能避免手术区域中的组织干燥影响手术结果，相同照度下节能量更在70%以上。本文所介绍的电路集单片机、调光控制模块于一体，可以实现LED亮度的无级调控，操作者可根据自身对亮度的适应性随意调节，使其达到理想的舒适度，并且该电路具有参数记忆模式，可根据个人的设置需求进行存储记忆，方便了操作者的使用。

1调光电路硬件设计

LED手术无影灯电路结构框图见图1，采用大功率LED光源，设计参数为输出电流400mA，精度±5%，PWM线性调光范围为0~100%、具有输出过流、过载保护功能。从图1可以看出，该电路集成电源管理模块、数据存储器模块、人机交互模块以及调光控制模块。中央控制器采用德州仪器（TI）公司的低功耗、高性能MSP430F1232单片机[2]作为核心控制器，用于进行调光数据的设置与处理；电源管理模块的作用是保证整个电路工作电压的稳定，保证无影灯亮度的稳定性及设备的安全性；人机交互模块负责LED无影灯照明亮度的调节与设置，经过A/D转换传递给中央控制器；调光控制模块通过接收来自单片机产生的PWM控制信号，与DC/DC变换控制器LM3404以及电路组成本设计的调光控制模块，达到对LED手术无影灯的亮度调节。本文针对调光控制模块电路进行了详细描述。1.1LM3404介绍。单片机MSP430F1232产生的PWM控制信号与DC/DC变换控制器LM3404以及电路组成本设计的调光控制模块。LM3404是由德州仪器（TI）公司研发设计的内部集成开关电源控制的芯片，是一款由可控电流源衍生的降压型稳压器，可驱动大功率、高亮度发光二极管串，可以接受范围在DC6V~DC42V的输入电压[3]。根据实际使用中手术对亮度和照度的需要，操作者对转换器的输出电压进行调节，可以维持通过LED阵列的恒定电流水平[3]。表1为LM3404管脚说明，该芯片具有以下特点：①使用DC6~42V的宽电压范围；②内部集成N沟道MOSFET，最大输出电流可达1.5A，满足输出电流400mA的要求；③内部MOSFET的导通时间可通过外接电阻控制，以适应不同负载时输出电压的波动；④根据PWM信号的占空比大小实现对大功率LED发光亮度的调节；⑤包含开路、短路、过温等多种保护电路，保证电路的安全性；⑥可实现无电解电容的电路设计，确保电路寿命更长。VIN+通过R5与LM3404的Ron引脚相连，以使LM3404内部的MOSFET开关管通过R2调节导通与关断的时间；L1为储能电感，R3与R4为电流采样电阻，完成电路的输出电流采样；当内部MOSFET开关管处于高频开关状态时，通过L1将输出到负载的电流稳定在设定输出值，电流通过VIN+、开关管MOSFET、储能电感L1、LED、电流采样电阻R4与R5、最终返回GND，通过L1电感的电流线性上升。在此过程中，L1存储能量；当MOSFET开关管处于关断状态时，通过L1电感的电流由续流二极管D1提供给续流回路，L1储存的能量释放，为负载处提供工作电流，用以维持负载处电流的恒定；LM3404输出采样电流控制端CS根据采样电阻的电压变化来调节流过LED电流的大小，控制芯片恒流输出；Q1为外接N沟道MOSFET，其漏极与LM3404的调光设置端DIM引脚相连，其源极则与电路的GND端相连，其栅极则与单片机的调光控制PWM信号相连接，通过调节PWM占空比大小最终实现对LED手术无影灯照明亮度的调节。在满足调光功能的基础上，还应考虑到医用设备电气安全和电磁兼容的重要性，防止因医疗环境中其他电子电气设备的相互干扰引起的安全故障。因此，在电路设计中采用Modbus冗余校验法，排除错误干扰信号；采用完全的电气隔离，增大电子器件的爬电距离和电气间隙，以阻止电路各部分的相互影响；采用过压和过流自动保护电路，当电压或电流超过规定值时，系统自动切断电源，以保证设备的安全。1.3PWM调光信号的产生。高亮度发光二极管串的电流主要通过对LM3404的DIM端口进行PWM调节，实际电流占设定电流值的比例取决于PWM的占空比[3]。在电路初次启动完成上电后，作为中央控制器的单片机进入工作状态，此时产生的PWM调光信号占空比为固定设定值，LED手术无影灯照明的亮度为初始亮度。由于大功率LED会随着使用时间的增加产生光衰，为使LED手术无影灯的光照强度在设计寿命时间内始终保持最优的照明效果，克服光衰造成的照度下降问题，该调光电路在工作一段时间后，单片机会根据实际工作时长由设定程序来补偿调整PWM调光信号的占空比，保证LED光源的发光强度。另外，为适应不同操作者对照明亮度的需求，操作者可根据自身习惯及医疗环境要求通过人机交互设定照明亮度，关闭照明灯具后单片机会将最后设定的亮度数值存储于外部数据存储器中；当用户再次开启该LED手术无影灯照明时，单片机会按最后保存的照明模式进行控制输出。

2电路软件程序设计

软件程序的设计除考虑功能性的实现外，还应考虑到电路后期的升级与维护，因此在软件程序设计中采用模块化的方式。本软件设计主要包含主程序模块、数据采集与处理模块以及PWM驱动信号调节模块等。主程序的功能主要是完成电路的初始化、中断程序设置，当完成电路预先程序设定后，主控程序会进入低功耗待机状态，在该状态下单片机会随时被各种中断程序唤醒，并对中断事件进行及时响应执行。PWM驱动信号调节程序的功能是实现电路的调光连续性以及照度舒适性的调光功能，程序流程如下：电路上电后单片机首先判断是否为初次上电工作，如果是，调光输出按初始设计PWM值进行设置，否则单片机读取外部存储模块中的存储数据，按最后1次PWM设定值进行调节控制，单片机内部定时器对PWM占空比输出进行精确设置。如果操作者需要对照明亮度进行调整，则可通过人机交互模块进行重新设置，设置完成后单片机对该次设置的数据进行自动保存，方便操作者的使用。

3实测数据及验证

在输入电压分别为：DC18V、DC24V、DC36V，输出电压分别为：DC8V、DC10V、DC12V，PWM调光占空比为100%条件下测试，不同输入输出电压下输出电流测试数据如表1，输出电流测试曲线见图3。从表1和图3的测试结果可以看出，在不同输入输出电压，占空比100%情况下，输出电流的误差在±2%之内，完全符合设计要求±5%的电流精度要求。在输入电压为分别为DC18V、DC24V、DC36V，输出电压为DC10V，PWM调光占空比为0~100%间隔10%的条件下测试输出电流线性特性。不同输入电压、占空比条件下输出电流测试数据如表2，不同输入电从表2和图4的测试结果可以看出，在额定输出电压DC10V下，不同输入电压，占空比由0~100%调节，输出电流的线性度基本吻合，符合设计要求。

4结语

该LED手术无影灯调光电路集单片机、数字PWM调光于一体，采用LED恒流驱动技术，具有人机交互方便、调光精度高、自适应性强等特点。经过实际测试，调光控制输出电流线性度良好、性能稳定可靠，给使用者带来了较大便利，该LED手术无影灯调光照明电路已应用在山东济宁某医疗器械公司产品中，取得了良好的使用效果和社会效益，具有较高的推广价值和广泛的市场应用前景[4]。

参考文献：

[1]霍彦明,王志远,谭俊廷,等.智能化LED手术无影灯的仿真及设计[J]河北工业科技,2011(3):100-103.

[2]Msp430x1xxFamilyUser’sGuide[Z].TexasInstrumentsIncorporated,2006.

[3]盛卫锋,姜微艳.新型LED手术无影灯[J].微型机与应用,2010(19):19-21.