MOSFET范文10篇

MOSFET范文篇1

关键词：IGBT；驱动模块；SKHI22A/B

1概述

SKHI系列驱动模块是德国西门康（SEMIKRON）公司推出的一种新型IGBT／MOSFET驱动模块。SKHI系列驱动模块主要有以下特点：

●仅需一个不需隔离的＋15V电源供电

●抗dV／dt能力可以达到75kV／μs

●控制电路和IGBT主电路之间的隔离电压可以达到4kV

●输出峰值电流可以达到30A

●同一桥臂上下开关管驱动信号具有互锁功能，可以防止两个开关管的贯穿导通

●死区时间、VCE的监控、RGON／OFF可以分别调节，因而可以对不同用户的特殊需求进行优化

●可以输出差错信号以通知控制系统

●具有过流、欠压保护功能。

下面主要以SKHI22A为例，对SKHI系列驱动模块进行介绍。

2内部结构及原理

SKHI22A／B引脚功能排列如表1所列。图1所示是SKHI系列驱动器的内部电路原理图。

表1SKHI22A的引脚功能

引脚号引脚名称引脚说明

P14GND/0V相应输入信号的地

P13Vs电源+15V±4%

P12VIN1上开关管的输入开关信号1，+5V逻辑（对于SKHI22A/21A为+15V逻辑）

P11FREE空置

P10ERROR差错输出，低有效，集电极开路输出，最大为30V/15mA

P9TDT2通过接地或接Vs数字调节桥臂上下开关管的死区时间

P8VIN2下管的输入开关信号1，+5V逻辑（对于SKHI22A/21A为+15V逻辑）

P7GND/0V相应输入信号的地

S20VCE1接IGBT1的集电极（上开关管）

S15CCE1通过外接RCE和CCE来调节参考电压

S14GON1接RON到IBGT1的基极

S13GOFF1接ROFF到IBGT1的基极

S12E1接IGBT1的发射极（上开关管）

S1VCE2接IGBT2的集电极（下开关管）

S6CCE2通过外扫RCE和CCE来调节参考电压

S7GON2接RON到IGBT2的基极

S8GOFF2接ROFF到IGBT2的基极

S9E2接IGBT2的发送极（下开关管）

2．1SKHI22A／B的脉冲整形电路

SKHI中的脉冲整形电路的作用是在控制IBGT的脉冲信号输入后，用短脉冲抑制电路对脉冲宽度小于500ns的开关脉冲进行抑制，以使其不能传递到IGBT，这样可以有效的抑制电磁干扰引起的电压尖峰对开关管的误触发，从而提高驱动电路的抗干扰能力。另外，模块还可以对输入的触发脉冲进行整形（例如常用的SG3525芯片所产生的脉冲在上升沿往往有电压尖峰，而且在脉冲高低电平时有时电平会有波动），而且在经过SKHI整形输出以后，波形已十分标准，因而能可靠地对IGBT进行控制。

2．2SKHI22A／B的脉冲互锁电路

脉冲互锁电路的互锁时间由外接端子TDT1、TDT2和SECELT所接的高低电平来决定。同时可由这三个端子进行数字调节（SKHI22A只有TDT2）。这种设计可以使不同开关速度的开关器件的互锁时间均大于IGBT的关断延迟时间，从而避免贯穿导通。

2．3SKHI22A／B的欠压保护电路

模块内部欠压保护电路的作用是当电源电压低于＋13V时，将差错输出端的电平拉低，以输出差错信号。

以上三部分控制电路被集成在一块ASIC中，与一般的分立元件组成的电路相比，这样可以大大的提高控制电路的抗干扰能力，同时可靠性也得到了提高。另外，SKHI系列器件的初级（控制部分）和次级（主电路部分）之间还可通过变压器实现隔离。

2．4SKHI22A／B驱动器的输出级

SKHI驱动器件的输出级采用MOSFET晶体管互补电路的形式以降低驱动源的内阻，同时可加速IG-BT的关断过程。图2所示是其输出级电路。图中，MOSFET的源极分别和外部端子进行连接，这样即可通过分别串接的RON和ROFF调节IGBT的开通和关断速度；内部集成电压源可提高模块的可靠性；通过调节电源电压可以在不减小VGE的情况下提供满功率输出脉冲，从而防止因IGBT退出饱和而损坏。

2．5SKHI22A／B的短路保护

SKHI模块利用“延时搜索过电流保护”方法通过检测IGBT通态压降的变化来实现IGBT的过电流保护。当电路出现短路时，出错信号将由VCE输入并通过脉冲变压器传递到差错控制器，以封锁所有到IGBT的脉冲并触发出错信号端（P10）。该模块通过调节检测VCE电压信号的延时可以避免错误短路信号；其内部带有故障缺省记忆功能，可以防止重复的高电流脉冲对开关管的损坏，经过几个重复的高脉冲之后可以永久封闭脉冲输出。此外，它还同时带有差错信号输出，可以通知主控制板做出相应的动作。

2．6SKHI22A／B的电压隔离

使用带涂层的环形铁氧体变压器可以使输入和输出级之间的隔离电压达到4kV。这是使用光耦作隔离驱动器件所不能达到的。使用脉冲变压器代替光耦在原副边之间可以防止很高的dV／dt（可以达到75kV／μs）。

2．7SKHI22A／B的辅助电源

由于SKHI模块内部有带隔离变压器的DC／DC变换器，因而可以节省外部变压器并可使设计布局更加紧凑；在辅助电源原边有欠电压监控电路，这样可以保证IGBT有一个安全可靠并能提供足够功率的门极驱动电路；每个IGBT采用相互独立的电源。因此，其电源之间的耦合电容很小，从而提高了开关信号的抗干扰能力。

3应用电路

MOSFET范文篇2

关键词：驱动电路；IGBT；功率MOSFET；中频电源；臭氧发生器

电力电子器件的驱动电路是电力电子主电路与控制电路之间的接口，是电力电子装置的重要环节，对整个装置的性能有很大的影响。采用性能良好的驱动电路可使电力电子器件工作在比较理想的开关状态，同时可缩短开关时间，减少开关损耗，这对装置的运行效率、可靠性和安全性都有重要的意义。

驱动电路的常用形式是由分立元件构成的驱动电路，但目前的趋势是采用专用的集成驱动电路。SCALE集成驱动器就是由瑞士CONCEPT公司生产的、专为IGBT和电力MOSFET提供驱动的电路。它具有多功能、低成本、易使用、可靠性好等特点。根据实际应用中对驱动性能、驱动输出通道数目、隔离等不同要求，SCALE集成驱动器具有相应的不同型号因而可满足不同的需求。

由于各种不同型号的SCALE集成驱动器在功能、结构和使用方法上大同小异，故本文不针对某种具体型号的SCALE器件作叙述，而是对整个系列的SCALE器件的共性进行论述，以便使读者对SCALE器件有一个整体的认识，在应用时再根据具体的需要选择具体型号的SCALE芯片。本文首先介绍SCALE集成驱动器的性能特点和内部结构；然后介绍它在中频DBD型臭氧发生器电源中的应用，并给出了实验波形。

1SCALE的性能特点及内部结构

1．1SCALE驱动器的性能特点

SCALE器件提供的驱动电流可达18A，输出驱动信号的导通电平为＋15V，关断电平为－15V；开关频率范围为0～100kHz；具有500V～10kV的电气隔离特性；占空比为0～100％。同时,这种器件内部还带有短路和过流保护电路、隔离的状态识别电路、电源检测电路和DC／DC开关电源。

1．2SCALE驱动器的内部结构

SCALE器件的内部结构如图1所示（两通道）。

由图可见驱动器由三个功能单元组成。

第一个功能单元是逻辑与驱动电路接口（LDI），用于驱动两个通道。当加在输入端InA和InB的PWM信号经过处理后，其驱动信息被分别送到每个驱动通道的脉冲变压器。由于变压器不易传输频率范围和占空比都比较宽的PWM信号，因此，LDI主要用来解决这个问题。LDI的主要功能如下：

（1）为用户提供一个简单的接口。它的两个信号输入端都有施密特触发电路；

（2）提供简单的逻辑电源接口；

（3）在半桥方式中产生死区时间；

（4）对PWM信号进行编码，以便通过脉冲变压器传输；

（5）评估脉码状态识别信号及随后的缓冲，以便为用户提供一个准静态的识别信号。

SCALE驱动器可与任何逻辑接口和电平兼容，无须附加其它电路。脉冲变压器负责驱动信号的隔离，同时可将来自每个通道的信息反馈给LDI。

第二个功能单元是智能门极驱动器（IGD）。对应于每个驱动通道都有一个IGD。其主要功能如下：

（1）接受来自脉冲变压器的脉码信号，并将其复原成PWM信号；

（2）对PWM信号进行放大，并驱动功率管；

（3）对功率器件进行短路及过流保护；

（4）欠压监测；

（5）产生响应和关断时间；

（6）传输状态识别信号给LDI。

第三个功能单元是集成DC／DC电源。所有标准的SCALE驱动器都有一个DC／DC变换器，以便为各个驱动通道提供工作电源。因此，该驱动器只需一个稳定的15V直流电源。

2SCALE驱动器的应用

SCALE集成驱动器是专为IGBT和电力MOSTET而设计的驱动器，可应用于多种电力电子装置或设备。在应用SCALE驱动器时，应首先考虑以下三个问题：第一是工作方式的选择；第二是驱动器工作电平和门限电阻Rth的确定；第三是故障状态信号与控制电路的接口。

2．1工作方式的选择

SCALE驱动器有两种工作方式：直接和半桥方式。直接方式的连线图如图2所示。该方式下，MOD输入端接VCC，RC1和RC2接地，PWM信号同时接INA和INB，SO1和SO2引出两个状态反馈信号。

当驱动器工作在直接方式时，驱动器的驱动通道之间没有联系，两个通道总是同时被驱动。死区时间由控制电路确定。半桥方式的连线图如图3所示。在该方式下，MOD输入端接地，INA输入PWM信号，INB输入使能信号。由于两个状态输出端SO1和SO2接在一起，所以两个驱动通道输出同一故障信号。死区时间由RC1和RC2的外接电路来确定。

2．2逻辑电平的确定及Rth的计算

该逻辑电平可由驱动器的VL／Reset输入端来确定。VL／Reset端的电压值决定了输入InA和InB施密特触发器的触发上限电平为2VL／3，下限触发电平为VL／3。由于输入端InA、InB具有施密特触发特性，所以SCALE驱动器能处理5～15V之间的任何逻辑电平，也就是说：控制电路与SCALE驱动器之间可以不附加其它电路。图2和图3分别给出了TTL电平和15V电平时，VL／Reset端的连线图。

图5SCALE驱动接线图（半桥方式）

电阻Rth的作用是用来定义当功率管导通时的最大管压降，它和其它元件一起构成了Vce监测电路。当功率管导通时的管压降大于由Rth定义的最大管压降时，Vce监测电路便输出故障报警信号，并关断功率管。Rth的计算公式为：

Rth＝Vth／150μA。

式中，Vth为关断阈值电压，150μA为驱动器内置电流源。

2．3故障状态输出

状态输出采用的是集电极开路形式，以便与其它逻辑电平匹配。输出时须接上拉电阻。当电源电压低于10V时IGD执行欠压保护功能输出负门极电压可关断功率管并输出故障报告；当Vce监测电路检测到短路或过电流时，IGD执行短路或过流保护功能，此时关断功率管的输出为故障报告信号。SCALE器件在检测到电路故障时，其封锁时间为1s左右。驱动器一旦被检测到有故障，输出晶体管将被拉低，而在正常情况下，晶体管输出高电平。

3在中频DBD型臭氧发生器中的应用

图4所示是一个中频DBD型臭氧发生器电源系统的原理框图。图中，整个电源系统可分为主电路、控制电路和驱动电路，主电路包括整流电路和逆变电路；控制电路主要包括PWM控制电路、晶闸管智能模块触发控制电路、保护电路和软启动电路。其中整流电路采用三相全控整流电路，逆变电路则采用全桥结构。驱动电路采用SCALE集成驱动器，型号为2SD315A，采用的工作方式为半桥工作方式，接线图如图5所示。图中只给出一块驱动器的接线图，另一块可用相同的方法连接。

2SD315A具有两个驱动通道，因而此系统需要两个2SD315A集成驱动器，一个SCALE驱动器可驱动同一桥臂的上下两功率管，工作波形如图6所示。PWM控制电路采用SG3525集成芯片。SG3525产生的PWM波形经SCALE驱动器后可输出G1和G2门极驱动信号。图中G1和G2分别为同一桥臂上下管的门极驱动信号，它们之间有死区时间。另一桥臂上下两管的驱动信号在时序关系上与G1、G2相同。全桥逆变器的功率管采用IGBT，在工作时，全桥结构中的斜对管将同时导通或关断。另外，由于SCALE集成驱动器能处理5～15V之间的任何逻辑电平，故可使驱动电路与控制电路的接口得到简化，同时SG3525芯片与2SD315A间也无需电平转换电路。

MOSFET范文篇3

电源排序

---简单地按某种预先确定的顺序来接通或关断电源的做法一般被称为“排序”。排序通常能够通过采用电源监控器或简单的数字逻辑电路来控制电源的接通/关断（或RUN/SS）引脚而得以实现。图1a和1b示出了采用一个LTC2902四通道电源监控器来对4个电源进行排序的情形。

---不幸的是，单靠排序有时是不够的。许多数字IC都在其I/O和内核电源之间规定了一个最大电压差，一旦它被超过则IC将会受损。在这些场合，对应的解决方案是使电源电压彼此跟踪。

电源跟踪

---排序只是简单地规定了电源斜坡上升或斜坡下降的顺序，并且假定每个电源都在下一个电源开始变化之前转换。电源跟踪可确保电源之间的关系在整个上电和断电过程中都是可以预测。

---图2示出了三种不同的电源跟踪形式。最常见是重合跟踪（见图2a），此时，各电压在达到其调节值之前是相等的。当采用偏移跟踪时（见图2b），各电压以相同的速率斜坡上升，但被预先设定的电压偏移或延时所分离。最后，当采用比例制跟踪时（见图2c），各电压同时开始斜坡上升，但速率不同。

---实际上，随着设计精细等级的不断提升，能够使各电源相互跟踪。三种最常见的方法是（1）在电源之间采用钳位二极管；（2）布设与输出端串联的MOSFET；（3）利用反馈网络来控制输出。

---如欲将各电源之间的电压差保持在一个或两个二极管压降之内，则可在电源轨之间采用钳位二极管或晶体管，这种解决方案虽然粗暴，但却简单（见图3）。在低电流条件下，该技术会是有效的，然而在高电流水平时，采用这种方法的后果则可能是灾难性。同步开关电源能够供应和吸收大量的电流。如果电压较高的电源斜坡上升速率高于电压较低的电源，则二极管或FET将接通，以便对电压较低的电源进行上拉操作。电压较低的电源将因此而吸收较多的电流，从而会有巨大的电流流过。这有可能导致电源超过容许的电压差，甚至引发器件故障。完全依靠二极管或FET钳位来实现跟踪功能并非最佳的解决方案。

---另一种跟踪解决方案是在电源的输出端与负载之间布设串联MOSFET。在图4中，一个LTC2921跟踪三个电源。当首次施加电源时，MOSFET被关断且电源被允许以其自然速率斜坡上升。当电压稳定下来之后，MOSFET被同时接通，使得负载上的电压相互跟踪。这种技术需要用于驱动MOSFET和监视电源电压的电路，而且，当电流水平上升时，MOSFET中的压降和功耗便成为了一个问题。此外，这种拓扑结构还因为每个电源上的负载电容和负载电流可能有所不同的缘故，而使得电压的同步斜坡下降比较难以实现。

---第三种方法是利用反馈网络来调节输出电压，以此来使电源相互跟踪。最简单的实现方法是将电流注入电源的反馈节点。在图5中，一个LTC2923跟踪两个电源。生成了一个主斜坡，而且电路被连接至其他从属电源的误差放大器反馈节点，从而使其输出跟随该主斜坡。该电路还使得电压能够一同斜坡下降。该技术是最精巧的，因为它不需要采用串联MOSFET或钳位二极管。然而，并不是所有的电源都具有可以使用的反馈节点，而且，虽然许多电源模块都具有一个修整引脚，但是一般来说输出电压只能在一个很小的范围内调节。因此，大多数实际解决方案均要求采用了上述几类技术的某种组合。

设计实例

---图6中的电路在利用3.3V电源生成2.5V和1.8V电源的情况下实现了电源跟踪。在本例中采用了LTC2923，3.3V电源受控于一个N沟道MOSFET，而2.5V和1.8VDC/DC转换器则是通过其反馈节点得以控制的。

---当3.3V输入电源接通时，晶体管Q1和两个DC/DC转换器被保持在关断状态。当3.3V输入上升（利用电阻器RONA和RONB在ON引脚上进行检测）之后，Q1的栅极由一个内部充电泵缓慢地接通。由于Q1被配置为一个N沟道源极跟随器，因此，RAMP引脚电平开始上升，并提供用于系统的主电压斜坡。

---当针对重合跟踪来对TRACK1和TRACK2引脚上的电阻器进行配置时，电流被强迫流入或流出DC/DC转换器反馈节点，这样其输出将跟踪RAMP引脚电平的变化。图2a中的示波器扫迹便是采用该电路生成的。

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--一旦达到最终电压，LTC2923的FB1和FB2引脚将呈高阻抗状态。如果ON引脚被一个漏极开路逻辑器件拉至低电平，则输出将尾随降至低电平。通过改变与TRACK1和TRACK2引脚相连的电阻器阻值，可使同一个电路进行比例制跟踪或偏移跟踪模式的斜坡上升。图2b和2c中给出的示波器扫迹便是以这种方式生成的。另一种电阻器选择能够采用3.3V电源作为基准电压斜坡来对1.8V和2.5V电源进行排序（见图7）。对于需要三个以上电源的系统，可通过RAMP引脚对多个LTC2923控制器进行菊链式连接，以便控制数目不限的电源。

---当不能使用DC/DC转换器模块的反馈节点时，可采用串联MOSFET来对电源进行跟踪。图8a中的电路采用LTC2922来跟踪三个电源。图8b示出了该电路的输出。当首次施加电源时，串联MOSFET被关断，且5V、3.3V和2.5V电源被允许上电。当电压稳定后，MOSFET被接通，输出电压一起上电。当输出电压达到其终值时，内部开关从输出端回接至模块上的正检测引脚。这将迫使模块对MOSFET的负载侧进行调节，以补偿FET两端的压降。采用一个检测电阻器来提供电路断路器功能，以保护主电源免遭短路故障的损坏，而一个电源良好（PowerGood）引脚用于指示跟踪已完成。

MOSFET范文篇4

汽车电子系统中使用的功率器件必须能抵受极为严峻环境的考验：它们必须能承受关闭瞬流和负载切断电源故障引起的高压毛刺；若环境工作温度超过120℃，器件结温则将随之而来升高；线束中的众多连接器位于方便组装和维修的位置，这可能造成器件电气连接的间断。由于新的负载需要的功率越来越大，所以即使在正常的条件下工作，器件承受的压力也明显加大。

为了提高系统可靠性并降低保修成本，设计人员在功率器件中加入故障保护电路，以免器件发生故障，避免对电子系统造成高代价的损害。这通常利用外部传感器、分立电路和软件来实现，但是在更多情况下，设计人员使用完全自保护的MOSFET功率器件来完成。随着技术的发展，MOSFET功率器件能够以更低的系统成本提供优异的故障保护。

图1显示了完全自保护MOSFET的一般拓扑结构。这些器件常见的其他特性包括状态指示、数字输入、差分输入和过压及欠压切断。高端配置包括片上电荷泵功能。但是，大多数器件都具备三个电路模块，即电流限制、温度限制和漏-源过压箝制，为器件提供大部分的保护。

短路故障

最常见也最麻烦的故障可能是短路。这类故障有以下几种形式：负载间的短路、开关间的短路或电源接地的短路。而且，这些短路器件启动和关闭时都会发生。由于短路故障通常是间歇性，即使在很短时间中就存在多种形式，使问题更为棘手。例如，在器件之间发生短路而MOSFET关闭的情况下，电流通过短路向MOSFET周围分流。

然而，如果短路是间歇性、负载为电感的情况下，电流中断将在MOSFET上产生一个反激(flyback)电压。根据短路持续的时间和电阻，负载电感中的峰值电流可能会高于正常工作时的峰值电流。因此，器件比预期吸收更多的能量，而且多个间歇性短路事件的快速连续发生会导致峰值结温急剧升高，从而对器件产生潜在的破坏性。

过温故障

其他故障包括器件引脚的静电放电(ESD)、线路瞬流或电感负载开关引起的过压，还有就是过热。过温故障通常由其他故障引起，如短路便会快速增加器件的功耗，也可能由极端环境条件或热路径异常引起，如器件散热器和电路板之间的焊料失效。在诸多故障模式下，自保护MOSFET产品的控制电路以一种安全模式来检测并控制器件工作，使器件在故障修复后可以恢复正常功能。

由于有源元件(MOSFET门极氧化物接口除外)已与门极输入引脚连接，因此漏极与源极之间短路时，此引脚的泄漏电流(50-100uA)比标准MOSFET泄漏电流的测量值(<50nA)大三个数量级。泄漏电流的增加通常不会对门极驱动电路产生影响，但是，门极驱动电路必须能够在电流限制或热关机故障情况下驱动足够大的电流。在过流和过温故障的情况下，器件一般将功率MOSFET门极节点电压下拉至接近饱和的工作门限电压或零伏，以完全关闭器件。

通常门极输入引脚和功率MOSFET门极节点之间存在一个串联电阻Rs，所以吸收的输入电流大约等于(Vin-Vgate)/Rs。器件通常在结温超过预设限制温度时关闭。在这种情况下，Vgate=0伏，所以在过温故障时必须产生一个等于Vin/Rs的最小源极电流。否则，内部门极下拉电路将无法关闭功率场效应管，使其结温可能达到产生破坏作用的水平。

过温保护

通常过温保护是通过对主功率MOSFET有源区域的温敏器件(一般为二极管)设置偏压来实现的。若这些元件侦测到芯片结温超过过温设定值时，电路将主功率MOSFET门极拉至地，关闭该器件。一些器件内置滞后电路，使器件可以在芯片结温稍微下降(一般下降10℃-20℃)后返回导通状态。图2显示安森美的NIF5022N器件短路电流和时间响应之间的关系。在其它器件中，若检测到过温故障情况，电流将锁存，而输入引脚必须固定对锁存进行复位。

在过温故障情况下，必须考虑两个主要问题。首先，温度限制关断电路通常与电流限制电路协同工作，即电流限制电路将门极节点驱动至接近阈值电压来使器件进入饱和工作模式，以便保持电流限制设定点。在负载间短路的情况下，这意味着在通过高电流时，功率MOSFET上的压降接近电源电压。这种高功率情况很快地引起过温故障。对于采用热滞后电路让零件在过温故障情况下循环导通和关闭的器件，结温将稳定在滞后电路高低设定点之间的温度。这与高温可靠性测试类似，都取决于器件在故障情况下的工作时间。一般来说，当器件的可靠性下降变成一个受重视的问题时，别指望在故障情况下该器件工作几千小时或更长时间。align="right"BORDER=0>

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图2：NIF5022N器件短路电流

和时间响应之间的关系。

更切合实际的考虑是，当应用电路在故障情况下将门极输入循环地打开并关闭，使结温可以在过温事件之间的这段时间中进行冷却。在这种情况下，器件进入内部热循环，器件承受的热循环数量有一定的限制。循环的次数与许多因素有关，包括结温幅度差、温度侦测布局和电路设计、硅结构、封装技术等。设计人员必须清楚应用电路是否可以在短路或其他激发过温保护故障情况下对受保护的MOSFET进行循环，然后评估器件在这些情况下的可靠性。这种故障模式分析可省去昂贵的场回路。

MOSFET范文篇5

图1，通道保护器可防止传感电路受瞬态电压冲击。

图2，通道保护器将瞬态过压箝位在安全电平内。

当出现某种故障时，通道保护器输入端电压就会超过一个由电源电压减去MOSFET阈值电压设定的电压。如果发生正过压，则这一电压是VDD-VTN，其中VTN是NMOSFET的阈值电压（典型值为1.5V）。如果发生负过压，则这一电压是VSS-VTP，其中VTP是PMOSFET的阈值电压（典型值为-2V）。当通道保护器的输入超过上述两个设定电压中任何一个时，保护器都能将输出箝位在这两个电压值以内。NMOSFET和PMOSFET都具有双向故障保护和过压保护功能，所以它们的输入和输出端可以交换使用。图3显示出了正过压情况下的设定电压和MOSFET状态。

图3，在出现正过压时，设定电压和MOSFET的状态如图中所示。

图4，在出现故障条件时，输出负载将电流限制在VCLAMP/RL以下。

图5，在本电路中，ADG466通道保护器保护测量仪表放大器的敏感输入端，防止发生传感器故障。

MOSFET范文篇6

---当今的大多数电子产品（从手持式消费电子设备到庞大的电信系统）都需要使用多个电源电压。电源电压数目的增加带来了一项设计难题，即需要对电源的相对上电和断电特性进行控制，以消除数字系统遭受损坏或发生闭锁的可能性。

---微处理器、FPGA和ASIC在上电和断电期间通常要求内核与I/O电压之间具有某种特定的关系，而这种关系在实际操作中是很难控制的，尤其是当电源的数目较多的时候。当不同类型的电源（模块、开关稳压器和负载点转换器）混合使用时，该问题会进一步复杂化。最简单的解决方案就是将电源按序排列，但是，在某些场合，这种做法是不足够的。一种更受青睐而且往往是强制性的解决方案是使各个电源在上电和断电期间彼此跟踪。

电源排序

---简单地按某种预先确定的顺序来接通或关断电源的做法一般被称为“排序”。排序通常能够通过采用电源监控器或简单的数字逻辑电路来控制电源的接通/关断（或RUN/SS）引脚而得以实现。图1a和1b示出了采用一个LTC2902四通道电源监控器来对4个电源进行排序的情形。

---不幸的是，单靠排序有时是不够的。许多数字IC都在其I/O和内核电源之间规定了一个最大电压差，一旦它被超过则IC将会受损。在这些场合，对应的解决方案是使电源电压彼此跟踪。

电源跟踪

---排序只是简单地规定了电源斜坡上升或斜坡下降的顺序，并且假定每个电源都在下一个电源开始变化之前转换。电源跟踪可确保电源之间的关系在整个上电和断电过程中都是可以预测。

---图2示出了三种不同的电源跟踪形式。最常见是重合跟踪（见图2a），此时，各电压在达到其调节值之前是相等的。当采用偏移跟踪时（见图2b），各电压以相同的速率斜坡上升，但被预先设定的电压偏移或延时所分离。最后，当采用比例制跟踪时（见图2c），各电压同时开始斜坡上升，但速率不同。

---实际上，随着设计精细等级的不断提升，能够使各电源相互跟踪。三种最常见的方法是（1）在电源之间采用钳位二极管；（2）布设与输出端串联的MOSFET；（3）利用反馈网络来控制输出。

---如欲将各电源之间的电压差保持在一个或两个二极管压降之内，则可在电源轨之间采用钳位二极管或晶体管，这种解决方案虽然粗暴，但却简单（见图3）。在低电流条件下，该技术会是有效的，然而在高电流水平时，采用这种方法的后果则可能是灾难性。同步开关电源能够供应和吸收大量的电流。如果电压较高的电源斜坡上升速率高于电压较低的电源，则二极管或FET将接通，以便对电压较低的电源进行上拉操作。电压较低的电源将因此而吸收较多的电流，从而会有巨大的电流流过。这有可能导致电源超过容许的电压差，甚至引发器件故障。完全依靠二极管或FET钳位来实现跟踪功能并非最佳的解决方案。

---另一种跟踪解决方案是在电源的输出端与负载之间布设串联MOSFET。在图4中，一个LTC2921跟踪三个电源。当首次施加电源时，MOSFET被关断且电源被允许以其自然速率斜坡上升。当电压稳定下来之后，MOSFET被同时接通，使得负载上的电压相互跟踪。这种技术需要用于驱动MOSFET和监视电源电压的电路，而且，当电流水平上升时，MOSFET中的压降和功耗便成为了一个问题。此外，这种拓扑结构还因为每个电源上的负载电容和负载电流可能有所不同的缘故，而使得电压的同步斜坡下降比较难以实现。

---第三种方法是利用反馈网络来调节输出电压，以此来使电源相互跟踪。最简单的实现方法是将电流注入电源的反馈节点。在图5中，一个LTC2923跟踪两个电源。生成了一个主斜坡，而且电路被连接至其他从属电源的误差放大器反馈节点，从而使其输出跟随该主斜坡。该电路还使得电压能够一同斜坡下降。该技术是最精巧的，因为它不需要采用串联MOSFET或钳位二极管。然而，并不是所有的电源都具有可以使用的反馈节点，而且，虽然许多电源模块都具有一个修整引脚，但是一般来说输出电压只能在一个很小的范围内调节。因此，大多数实际解决方案均要求采用了上述几类技术的某种组合。

设计实例

---图6中的电路在利用3.3V电源生成2.5V和1.8V电源的情况下实现了电源跟踪。在本例中采用了LTC2923，3.3V电源受控于一个N沟道MOSFET，而2.5V和1.8VDC/DC转换器则是通过其反馈节点得以控制的。

---当3.3V输入电源接通时，晶体管Q1和两个DC/DC转换器被保持在关断状态。当3.3V输入上升（利用电阻器RONA和RONB在ON引脚上进行检测）之后，Q1的栅极由一个内部充电泵缓慢地接通。由于Q1被配置为一个N沟道源极跟随器，因此，RAMP引脚电平开始上升，并提供用于系统的主电压斜坡。

---当针对重合跟踪来对TRACK1和TRACK2引脚上的电阻器进行配置时，电流被强迫流入或流出DC/DC转换器反馈节点，这样其输出将跟踪RAMP引脚电平的变化。图2a中的示波器扫迹便是采用该电路生成的。

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--一旦达到最终电压，LTC2923的FB1和FB2引脚将呈高阻抗状态。如果ON引脚被一个漏极开路逻辑器件拉至低电平，则输出将尾随降至低电平。通过改变与TRACK1和TRACK2引脚相连的电阻器阻值，可使同一个电路进行比例制跟踪或偏移跟踪模式的斜坡上升。图2b和2c中给出的示波器扫迹便是以这种方式生成的。另一种电阻器选择能够采用3.3V电源作为基准电压斜坡来对1.8V和2.5V电源进行排序（见图7）。对于需要三个以上电源的系统，可通过RAMP引脚对多个LTC2923控制器进行菊链式连接，以便控制数目不限的电源。

---当不能使用DC/DC转换器模块的反馈节点时，可采用串联MOSFET来对电源进行跟踪。图8a中的电路采用LTC2922来跟踪三个电源。图8b示出了该电路的输出。当首次施加电源时，串联MOSFET被关断，且5V、3.3V和2.5V电源被允许上电。当电压稳定后，MOSFET被接通，输出电压一起上电。当输出电压达到其终值时，内部开关从输出端回接至模块上的正检测引脚。这将迫使模块对MOSFET的负载侧进行调节，以补偿FET两端的压降。采用一个检测电阻器来提供电路断路器功能，以保护主电源免遭短路故障的损坏，而一个电源良好（PowerGood）引脚用于指示跟踪已完成。

MOSFET范文篇7

关键词：全桥驱动器；高压IC；UBA2032T/TS；HID灯驱动电路

1概述

飞利浦公司推出的UBA2032高压单片IC是采用EZ－HVSO1工艺制造的一种高压全桥驱动器。UBA2032在全桥拓扑中通过外部MOSFET可以驱动任何一种负载，尤其适用于驱动高强度的放电HID灯如高压钠灯和金卤灯换向器等commutator。UBA2032的主要特点如下：

●内置自举二极管和高压电平移位器；

●桥路电压最高可达550V，并可直接从IC的HV脚输入高压，以为内部电路产生低工作电压，而无需附加低压电源；

●带输入启动延时，可利用简单的RC滤波器或来自处理器的控制信号产生延迟；

●振荡器频率可调节；

●只要BD脚上电压超过桥路截止门限1．29V，所有MOSFET都将被关断；

●为保证50％的占空因数，振荡器信号在馈送到输出驱动器之前应通过除法器；

●非交叠non－overlap时间可由自适应非交叠电路控制，最小非交叠时间可在内部固定；

●采用24脚SO封装UBA2032T和28脚SSOP封装UBA2032TS，引脚排列如图1所示。

图2UBA2C32T/TS内部结构方框图

2内部结构及工作原理

2．1内部结构及引脚功能

UBA2032片内集成有电压稳压器、振荡器、输入信号延迟和桥路禁止电路、控制逻辑、高／低压电平移位器、高端左／右驱动器和低端左／右驱动器等单元电路，图2所示是其内部结构框图。表1所列是UBA2032的各引脚功能。

表1UBA2032的引脚功能

符号引脚功能

UBA2032TUBA2032TS

-LVS11逻辑输入负电源电压

EXTRD22振荡器信号输入

+LVS33逻辑输入正电源电压

n.c4,6,16,19,214,5,7,18,19,22,24,25空脚

HV56内部低电源电压产生引脚

VDD79内部低电源电压

SU810启动延时输入信号

DD911除法器禁止控制输入

BD1012桥路禁止控制输入

RC1113内部振荡器RC输入

SGND1214信号地

GHL1315高端左边MOSFET栅极

FSL1416左边浮置电源电压

SHL1517高端左边MOSFET源极

GLL1720低端左边MOSFET栅极

PGND1921功率地

GLR2023低端右边MOSFET栅极

SHR2226高端右边MOSFET源极

FSR2327右边浮置电源电压

GHR2428高端右边MOSFET栅极

表2逻辑关系

器件状态输入（脚）输出（脚）

BDSUDDEXTDRGHLGHRGLLGLR

启动HXXXLLLL

LXXXLLHH

振荡HXXXLLLL

LLXXLLHH

LHHGLHHL

LHLLH

LHLLHLLH

LHHLLH

HHLLH

HLLHHL

备注：H为高电平；L为低电平；X表示无关

2．2工作原理

UBA2032既可从HV脚施加电压以产生内部低电源电压VDD11．5±2V，也可将低压电源直接连接到VDD脚此情况下HV脚必须连接到脚VDD或SGND。当VDD脚或HV脚上的电压高于释放功率驱动电平典型值分别为9V和12．5V时，桥路输出电压将由EXTDR脚上的控制信号来决定。表2列出了IC的状态及输入／输出之间的逻辑关系。一旦脚VDD或HV上的电压降至功率驱动复位电平分别为6．5V和10V以下，IC将进入再次启动状态。

当脚HV电压穿越释放功率驱动电平时，桥路将按照以下两点确定状态换向：

（1）高端左边和低端右边MOSFET导通，高端右边和低端左边MOSFET截止；

（2）高端左边和低端右边MOSFET截止，高端右边和低端左边MOSFET导通。

UBA2032可以在三种不同模式下产生振荡：

第一种是内部振荡器模式。在该模式下，桥路转换频率由外部电阻ROSC和电容COSC来决定。为实现50％的占空比，内部除法器应通过连接脚DD到SGND被赋能同时脚EXTDR必须与脚＋LVS、－LVS和SGND或VDD连接在一起。

第二种是不经内部除法器的外部振荡器模式。在该模式下，将脚RC短路到SGND可使内部振荡器截止。当外部信号源连接到脚EXTRD时，桥路频率将等于外部振荡器频率，而不是像内部振荡器模式那样，桥路频率为内部振荡器频率的1／2。

第三种为内部除法器的外部振荡器模式。在该模式时，为使内部除法器使能，脚RC、DD和脚SGND必须连接在一起，而此时全桥输出频率为外部振荡器频率的1／2，桥路换向则通过EXTRD脚信号的下降沿触发。

图3基本应用电路

3应用电路

3．1HID灯基本驱动电路

UBA2032主要是为驱动HID灯而设计的，图3所示是由UBA2032T组成的HID灯全桥驱动电路。在这个基本应用拓扑结构中，IC的桥路禁止、启动延时和外部驱动功能均未被利用，IC脚的－LVS、＋LVS、EXTDR和BD都短接到SGND。脚DD连接到SGND，内部2分频除法器被使能。由于使用了内部振荡器，桥路换向频率可由ROSC和COSC的数值决定：

fbridge＝1／Kosc．Rosc．Cosc

式中，常数Kosc为1．02。当IC脚HV上的电压超过12．5V（典型值）（时，振荡器开始工作。一旦脚HV上的电压降至10V（典型值）以下，那么，UBA2032T将进入启动状态。

像高压钠灯这类HID灯，通常需要3～6kV的高压脉冲才能使其启动引燃。因此，在全桥驱动器电路中，应附加点火启动器电路。在普通荧光灯电子镇流器中，灯启动通常利用LC串联谐振在电容两端产生一个1kV以上的高压施加到灯管上，以使灯管击穿而点燃。而HID灯启动电路则通常由带负阻特性的开关元件（如硅AC双向开关）、电容和升压电感器等元件组成，该电路可用来产生数千伏的高压点火脉冲。

图4汽车前灯驱动电路

3．2汽车前灯驱动电路

MOSFET范文篇8

这其中最重要，也是最关键的挑战，就是面对在汽车上用了好几十年的12V电压，已经没有办法满足高度电子化对于电压的急迫需求。因此，除了必须要因应42V电压取代12V电压的技术问题之外，还有当汽车电源主体架构改变之后，可能要面临到的高成本问题。由此可见，未来车用电子必须要寻求电源管理最佳化解决方案，甚至是以模拟、分离、电源MOSFET晶体管…等元件，解决车内应用与整合性的技术问题。

车用电力系统日渐短缺迫切需要新元件及新设计

越来越多的汽车电子设备，或电子系统导入车内应用之后，车用电力供应逐渐呈现不足的现象，使得汽车制造厂必须开始面对功率的控制，以及功率转换技术提出更高的要求，借以推动车用功率半导体、相关封装技术，能够更进一步的往前发展，这当中所包含的领域，也不再只是功率大小，还是MOSFET（Metal-Oxide-SemiconductorFieldEffectTransister；MOSFET）晶体管、绝缘闸极晶体管（InsulatedGateBipolarTransistor；IGBT）及控制与保护回路整合模块（IntelligentPowerModule；IPM）等问题。

归纳其主原因，是因为车上所使用的功率半导体元件与一般较常用的功率半导体元件比较起来，不论是对电压或电流、开关频率、功率损失、动态特性，甚至对于元件保护程度，都是相当严苛的；再加上汽车产业对于「用电」的规范，已经开始从12V提升到42V，所以对于汽车用电的要求也就更高了。另一方面，必须具备也可进行高频切换动作及电能处理，才能使车上的电子产品，更能够发挥轻薄短小的应用优势，甚至是具有车上所需的高效率、信赖度与可靠性等要求。

汽车对于用电控制管理的概念成熟之后，其应用层面也越来越多；比方说，利用电力来作为汽车的制动及转向等运用，使得汽车电力、电子技术领域开始进行革新动作，而在这场汽车电力变革的过程中，将以电子转向或集成式启动器交流发动机（IntegratedStarterAlternator；ISA）作为主要架构。因为这是一种完全可逆的电机系统，又可称为交流伺服电动机，它是一种具有自动平衡式显示设备，藉由随动系统来确实执行元件，将放大器的输出电压（控制电压）转变为机械能，驱动滑动触点，除了能够让系统持续保持在平衡状态，还可以在高效率的状态下，实现许多需要很大峰值功率的电子功能。

以实际例子来说明：比方说，当驾驶者在红灯要转为绿灯可前进时，在第一时间将发动机关闭，主要是因为当驾驶者踩下油门时，交流发电机促使汽车能够很快地加速前进，如此一来，汽车不但能够降低排放有害气体，同时还能减少油料的用量。在这一方面，还能使用多余的电力来进行的各项控制，包括：电子动力转向（EPS）、主动式悬挂系统、电子透平机辅助设备、电子阀门控制、变速空调等，因此，这对集成式启动器交流发动机是非常重要的。

从技术门槛的角度来看，汽车集成式启动器交流发动机主要的技术困难在于，大功率的电子控制系统是采取部分设计方式，在执行上有它的困难。换句话说，由于汽车集成式启动器交流发动机是一个三相逆变器／整流器，除了负责对42V负载进行供电作用，或者当整流器在进行工作时，也能为36V电池进行充电之外，还必须在发动机起动时，能以逆变器方式为起动电动机进行供电的动作。从这边就能看得出来，为了让汽车电子系统能具有稳定的供电设计，就必须先厘清大功率电子元件，在不同应用阶段应该要有不同的工作诉求。

MOSFET晶体管改造汽车电源供应系统

再来，谈谈功率型金属氧化层场效晶体管（简称为功率MOSFET晶体管），这是一种属于多载式导电的单极型电压控制元件，其特性就是：开关速度快、高频率性能好，输入阻抗高、驱动功率小、热稳定性优良、无二次击穿…等优点，可以提供给设计者一种高速度、高功率、高电压，以及高增益的元件，因此在各类型小功率开关电路的应用非常广泛。

图说：PowerMOSFET是一种功率集成元件，它是由成千上万个小型MOSFET并联而成，图中所示为N通道的MOSFET单元结构剖面示意图。（资料来源：交通大学电子电力芯片设计与DPS控制实验室）

这对汽车用电系统来说，由于功率MOSFET晶体管具有很强的电流管理能力，才能够满足集成式启动器交流发动机必须兼具最大负载的效果及要求。换句话说，就是让汽车能在低温度的环境下，使内燃机具有较强的冷起动功能。不过，大部分汽车制造厂普遍认为，车用交流发动机大概只需要10kW就已经足够，过去也许是如此；不过，这对使用42V功率系统的10kW系统，这样肯定是不够的，这是因为逆变器在最后产生适当的输出电压与马达相联之后，一方面要调节马达的频率，另一方面还要调节马达电压，所以每个开关接口至少要超过400A来通过峰值电流的能力，才能因应越来越强大的车用电力系统。

图说：MOSFET晶体管提供了一个非常稳定安全操作区域（SafeOperatingArea；SOA），因为MOSFET再顺向偏压时，不需苦于二次崩溃所产生的效应，此直流与脉波的SOA优于BJT。（资料来源：交通大学电子电力芯片设计与DPS控制实验室）

借以降低电压功耗设计提升汽车发电机工作效率

要如何提高汽车发电机工作效率？若从降低正向电压来思考，这或许不失为一个方法，可以藉由降低寄生电感来减少切换时产生的电压尖脉冲。由于元件对于封装电流感度很灵敏，因此很多人都认为模块设计是最好的方式。不过，因为一般的模块封装设计方式，将影响到通过电流的能力。值得注意的一点是，虽然汽车发动机在「热车」阶段，不需要很大的电流支持，但是功率MOSFET晶体管的限定电流会因为温度上升而有所下降，因此交流发动机的功率电路部分温度，必须保持在比较低温的状态，才能维持稳定的电压。另外，为了尽量提高额定电流，必须使用RDS（ON）较低的MOSFET晶体管，才得以满足车用电力需求。

改进的方式则能够以先进的封装技术，借以提高通过电流的能力，或者是使用分离元件等技术来达成，同时还能够尽量降低寄生电感（ParasiticInductance），良好值约为10uH20uH之间。除此之外，在电流切换过程还有更进一步的要求；简单说，就是要针对所使用的开关频率（一般为数千Hertz）进行最佳化动作，使逆变器或整流器能够在很高频率或环境温度高达150℃的情况下，还能提供全部的功率。

如何以特殊设计方式解决车上电流需求

在多种类型的汽车中，包括：汽车、大客车、卡车…等，最主要的动力来源大都是来自于内燃机系统来供应，它的模块设计大都是由半桥电路所组成，让车上的元件能够控制或驱动半桥电路中的高／低阶开关设备。另外，还能控制该桥次级端上的同步整流器MOSFET，使具有两个功率MOSFET晶体管芯片（每个为150mm），其电源母线不会受到任何电源装置发展故障的时候而受到影响，还能在42V的电源母在线，对600A的电流进行切换动作，藉此完成匹配性的设计。

其次，则因为汽车内部的温度或者是电压、电流过大容易造成温差的问题，易使车内电子设备中的材料受到影响，导致设备产生压应力或张应力。因此，为了减少汽车电子设备的热应力问题，通常会将MOSFET晶体管芯片安置在陶瓷基片上，这是因为陶瓷基片的温度系数与矽的温度系数能够完全匹配，若采用较为先进的导线压焊技术，特殊的架构不但能改善热源分布，进而加强整个模块系统的低热组性能，使模块能承受汽车所处的多变环境与电压功率起伏。

再来，就是如何降低杂散电感，使杂散电感低于8nH，这对消除尖峰电压是非常重要的。在一般设计上，为了降低电磁干扰（EMI）带来的影响，包括：栅极驱动电路、感测电路或保护电路，都装在一块很小的印刷电路板（PCB）上，而后将印刷电路板盖在模块上，使驱动电路能够以20kHz频率之下，驱动这些MOSFETT晶体管，其中涉及的参数感测和转换，都是在这块电路板上进行。因此，除了可以降低基板及散热器之间的抗热阻效能之外，在与传统模块相比，还能够使内部杂散电感降低60％以上，使设计及安装过程更为简单。

大功率MOSFET晶体管体现汽车电动转向系统

针对汽车采用大功率逆变器／整流器等元件技术，虽然说这是最理想电路设计和实施。不过，截至目前各界还没能够有个最后的定论，主要的问题还持续存在著。不过，42V的集成式交流发动机将是未来电动转向（EPS）汽车系统的关键所在，相信这点是不容质疑。不过，由于电流能力又会因为受到分离式的MOSFET晶体管塑料封装技术，而有所限制。这些限制对已经在汽车市场逐渐成熟的电动转向系统来说，将促使设计人员，将不同分离元件并联起来一同使用，或者采取模块的方式，才能提高分离封装通过电流的能力，借以降低中档及低档电动转向的系统成本。

大多数汽车系统中所使用的模块，目前大部分都都是采用绝缘金属基片（IMST）的设计方式。而在陶瓷基片方面，则是采用直接覆铜（DBC）的方式，并在厚膜基片及电流较小的情况下，才会改印刷电路板的模块设计方式。最后，在功率逆变器封装方面，对于中等功率和低功率，一个新的构想是将芯片封装在引在线，这时没有单独的基片，MOSFET晶体管可直接安装在同一个模塑引在线，用引线架构形成连接端子，进行外部连接到模块的外壳上，便能达到较佳的电源管理。

图说：因应汽车上的电源朝向低损耗化、小型化和超薄化需求，实现了优于传统系列的超低导通电阻特性和高耐击穿性依靠低导通电阻特性，并可以降低功耗，因而最适合用作电机驱动器、点滴器、DC/DC变换器等的开关元件。（资料来源：东芝半导体）

结论

MOSFET范文篇9

关键词：TD340；直流电机调速；PWM

直流电机调速系统在现代化工业生产中已经得到广泛应用。直流电动机具有良好的起、制动性能和调速性能，易于在大范围内平滑调速，且调速后的效率很高，因此，采用硬件逻辑电路实现的PWM控制系统已在实践中广泛应用，但是，这种方法的硬件电路比较复杂，一般也无计算机接口。而本文介绍的以TD340驱动器芯片为核心的直流电机PWM调速控制系统则可以大大简化硬件电路。该系统不仅可以模拟控制，而且具有计算机接口，同时具有良好的保护功能。

1系统工作原理

直流电机脉宽调速通过改变控制电压的脉冲宽度来改变加在直流电机上的平均电枢电压的大小，从而改变直流电机的转速。图1所示为可逆的PWM变换器主电路的H型结构形式。图中，4个MOSFET管的基极驱动电压分为两组，其中Q2L和Q1H为一组，当Q2L接收PWM信号导通时，Q1H常开；而Q2H和Q1L截止。这时，电机两端得到电压而旋转，而且占空比越大，转速越高。由于直流电机是一个感性负载，当MOS关断时，电机中的电流不能立即降到零，所以必须给这个电流提供一条释放通路，否则将产生高压破坏器件。处理这种情况的通常方法是在MOSFET管旁边并联一个二极管，使电流流过二极管，最后通过欧姆耗散的方式在二极管中消失。对于大电流，耗散是重要的排放方法。这里必须使用高速二极管。电机反转时道理相同。

2TD340的引脚功能和控制特性

TD340采用双列贴片式封装的引脚分布如图2所示，各引脚的功能如下：

L1、L2：低边门极驱动；

H1、H2；高边门极驱动；

STBY：待机模式；

WD：看门狗信号输入；

CWD：设置看门狗电容端；

VOUT：用于微处理器的5V电压；

CF：设置PWM频率的外部电容接入端；

IN1；模拟或数字信号输入端；

IN2：电机旋转方向控制端；

VBATT、GND：电源正端和地端。

TD340芯片是N沟道功率MOS管驱动器，适合于直流电机控制。图3所示是用TD340进行模拟输入的控制电路。图4给出了TD340的输入电压与输出PWM间的特性曲线（接地电容用于设定PWM频率）。该器件内集成有可驱动N沟道高边功率MOS管的电荷泵和内部PWM发生器，可进行速度和方向控制而且功耗很低，同时具有过压（＞20V）、欠压（＜6．2V）保护功能，以及反向电源有源保护功能。TD340内含可调的频率开关（0～25kHz）及待机模式，且集成有看门狗和复位电路。除此之外，TD340芯片还具有H桥直流电机部分和微控制器之间的必要接口。直流电机的速度和方向可由外界输入给TD340的信号来控制。其中速度由PWM来控制，当然也可以接受外部的PWM信号。当TD340的CF端通过电容接地时，0～5V的模拟输入即可产生PWM输出。实际上，当CF端直接接地时，输入TD340的数字信号就可直接产生PWM信号。

3在开环直流调速系统中的应用

本文所设计的直流电机调速系统框图如图5所示。该系统由信号输入电路、TD340和H桥电路组成。其中信号输入电路由可调电阻和单刀双掷开关组成，TD340用于构成PWM发生器，功率放大电路是由4个MOSFET管组成的H桥电路。

图6为本系统中直流电机PWM调速系统的电路原理图，图中的MOSFET管采用STP30NE03L。STP30NE03L的优点是开关速度快，通路电阻低和电压门信号低，适合于大电流和低电压运行。当加上一个足够的门信号电压时，功率MOSFET的通路电阻小于常规二极管而在没有门信号电压的情况下，它具有常规二极管的反向特性。开关K用于控制直流电机M的正反转。开关向上时，电机正转；开关向下时，电机反转。可调电阻R1用于调节TD340的模拟电压输入值，进而输出可调PWM信号，同时给MOSFET的门极施加开关驱动信号并通过调节占空比的大小来调节直流电机M的转速。电阻R1～R4用于控制MOS门的升降时间，也有利于避免门电压的振荡，门电压的振荡通常是与门电容处的连接线的平行电感所引起的。R1～R4的值通常为10～100Ω。电容C6用于存储能量并对通过电桥的电压进行滤波。在电压上升和下降期间，为了保证系统的可靠性，可在两个低端MOS管的门极各接一个下拉电阻以确保电桥保持关断，但高端MOS管不能接下拉电阻，因为电荷泵不能为其提供必要的电流。

图6

MOSFET范文篇10

关键词：DC/DC变换；控制芯片DPA426；应用

引言

DPA426是PI(PowerIntegrationGmbH)公司设计的，高度集成的DC/DC电源控制芯片。它内部集成了一个200V的高频功率MOSFET，并将PWM控制、工作频率选择、输入过欠压检测、可编程电流限制、ON/OFF开关控制、外部时钟同步、软启动及关断自动重启动、热关断保护等功能集于一身。只需极少的外部元器件就可实现众多功能，不但使设计简化，节省空间，而且可降低成本。DPA426支持正激和反激工作模式，工作频率高，贴片式封装；若将元器件及变压器采用贴片元器件和平面变压器，并采用铝基板设计，就可实现模块化设计。另外，DPA426只是DPASwitch系列控制芯片中的一种，它最大输出100W，还有DPA423－425，输出功率分别为18W，35W，70W，用户可根据需要选用。

图1

1DPA426简介

DPA426的输入电压范围为16～75V，其内部功能框图见图1，外形封装见图2，各管脚功能如下：

脚1CONTROL（C）控制脚，接内部误差放大器同相输入端，为反馈电流输入端，用于占空比控制；

脚2LINESENSE（L）在线感应脚，用于过、欠压检测，ON/OFF开关控制及外部时钟同步；

脚3EXTERNALCURRENTLIMIT（X）外部电流限制脚，用于输入电流的可编程限制；

脚4SOURCE（S）接芯片内部功率MOSFET源极；

脚5FREQUENCY（F）用于选择工作频率；

脚7DRAIN（D）接芯片内部功率MOSFET漏极。

下面介绍一下各功能的实现。

频率选择将脚5与脚4短接，工作频率为400kHz；将脚5与脚1短接，工作频率为300kHz，脚5不能悬空。

输入过欠压检测输入欠压保护的作用是使输入电压达到设定值时，芯片才开始工作，防止误触发；过压保护则是保护电路输入部分，不会因输入电压过高而损坏，见图3。

可编程电流限制将一电阻RIL接于脚3与脚4之间，就可实现对内部功率MOSFET漏极电流的限制，防止因输出过流或短路引起的损坏，见图4。

ON/OFF开关控制可实现对芯片的开关控制，脚3若悬空则芯片停止工作，见图5；若在三极在电源开启时，防止浪涌电流过大而损坏内部功率MOSFET及防止变压器饱和；自动重启动功能是在电路工作不正常时，使芯片处在一种低功耗的保护状态，恢复正常后使电路重新启动。

热关断保护用来保护芯片不因过热而损坏，当芯片温度高于137℃时，芯片内部保护电路会使内部功率MOSFET停止工作；当芯片温度低于110℃时，保护会自动解除，芯片继续工作。

2电路设计

实用电路见图8。

图8是一标准单路输出、正激式DC/DC变换器，输入电压为36～72V，48V输?时效率可达90％。电阻R1设置输入过、欠压保护分别为33V和86V；R3用来设置输入电流限制；脚5连接于脚1使芯片工作于300kHz；VR1用来嵌位功率MOSFET的漏极电压并使磁芯复位；C9及R5用来保护Q2，使漏源电压不超过Vdss；次级功率MOSFETQ1，Q2用来实现同步整流，提高整机工作效率；L2的初级用作输出扼流圈，次级整流、滤波后为芯片提供偏置电流；稳压部分采用了比较器431，与R10及R11组成的输出分压网络进行比较，并通过偏置绕组提供的偏置电流完成稳压；D3及C13组成一个软启动网络，与芯片内部限流、软启动共同用来防止电源启动时的过冲现象，R7用来给C13放电；R6，C16，R12，C14，R9，R4，C5共同完成控制循环响应。

图8