电压比较器十篇

电压比较器篇1

【关键词】电压比较器LM339蓄电池

电压比较器是集成运算放大器非线性应用的基础电路。它可将模拟信号转换成二值信号，即只有高电平和低电平两种状态的离散信号。因此，可用电压比较器作用模拟电路和数字电路的接口。它是对输入信号进行鉴幅与比较的电路，是组成非正弦波发生电路的基本单元电路，在测量和控制系统中得到广泛应用。

集成电压比较器是一种专用的运算放大器。它虽比集成运放的开环增益低，失调电压大，共模抑制比小；但其响应速度快，传输延迟时间短，而且一般不需外加限幅电路就可直接驱动TTL和CMOS等数字集成电路。有些芯片负载能力强，可直接驱动继电器或指示灯。

图1LM339象限比较器引脚排列

常用集成电压比较器有LM311、LM339、LM119等。LM339是一种价格低廉单电源四比较器，又称象限比较器。如图1为LM339象限比较器引脚排列。LM339集成块内部装有四个独立的电压比较器，该电压比较器主要有以下几个特点：失调电压小，典型值为2mV；电源电压范围宽，单电源为2～36V，双电源电压为±1V～±18V；对比较信号源的内阻限制较宽；共模范围很大，为0～（Ucc-1.5V）V；差动输入电压范围较大，大到可以等于电源电压；输出端电位可灵活方便地选用。表1为LM339各引脚电压。

表1LM339各引脚电压

LM339类似于增益不可调的运算放大器。每个比较器有两个输入端和一个输出端。两个输入端一个称为同相输入端，用“+”表示，另一个称为反相输入端，用“-”表示。用作比较两个电压时，任意一个输入端加一个固定电压做参考电压，另一端加一个待比较的信号电压。当“+”端电压高于“-”端时，输出管截止，相当于输出端开路。当“-”端电压高于“+”端时，输出管饱和，相当于输出端接低电位。两个输入端电压差别大于10mV就能确保输出能从一种状态可靠地转换到另一种状态，因此，把LM339用在弱信号检测等场合比较理想。

LM339集电极开路输出。使用时应通过上拉电阻Rc接电源Vcc。Rc选5.1KΩ左右。工作电压范围2～36V，它的电压输入范围为0～（Vcc-1.5）V。本文设计一个12V汽车蓄电池电压过电压、欠电压告警电路，当蓄电池电压大于13V时和低于10V时，各由一个发光二极管LED发光告警。为使电路可靠，本设计选用LM339电压比较器。

设计任务中电路为电平检测器，可用两比较器组成一个欠压告警电路和一个过电压告警电路。为降低成本，比较器的参考电压采用一个两比较器共用的高稳定度的集成电压基准源供两比较器共用。为此采用电路如图2所示。

电路中A1组成过电压检测器，A2组成欠电压检测电路。VZ提供参考电压建立稳定阈值电压，R3为VZ偏置限流电阻。VZ选用LM385-2.5集成电压基准电压源。其电压温度系数为20×16-6/0C，动态电阻为0.6Ω，工作电流IR≈1mA，UREF=2.5V。

R3=（12-2.5）V1mA=9.5KΩ

图2汽车蓄电池过压欠压告警电路

选E24系列电阻，取标称值.

A1组成的过电压检测电路，为单值比较器，阈值电压UTH=2.5V，即当时R11=2.5V比较器翻转。当蓄电池电压低于13V时，UR11

UTH1=R11R11+R12×13V=2.5V

设R11选用E96系列10.0KΩ电阻，代入上式可算得R12=42KΩ，选标称值为42.2KΩ。

发光二极管选用工作电IF=2mA流，正向电压为1.8V的HLMP-4700发光二极管。则限流电阻R14由下式估算

R14=（13-1.8）V2mA=5.6KΩ

取E24系列5.6KΩ金属膜电阻。

A2组成欠电压检测电路，当UR21

R14=（10-1.8）V2mA=4.1KΩ

选E24系列3.9KΩ。

UHT=R21R21+R22×10V=2.5V

设R21选E96系列10.0KΩ，代入上式可求得R22=30KΩ，选E96系列取标称值30.1KΩ电阻。

电压比较器篇2

关键词：Mutisim 10；EDA；窗口比较器；传输特性；双向电压检测

中图分类号：TN914 文献标识码：A 文章编号：1009-2374（2013）12-0020-02

窗口比较器又称为双限比较器，由于单限比较器和迟滞电压比较器在输入电压ui单一方向变化时，其输出电压只跳变一次，因而不能检测输入电压是否在两个给定阈值电压之间，而窗口电压比较器则具有这种功能。具有两个门限电平，主要用来检测输入模拟信号的电平是否处于给定的两个门限电平之间的电压比较器，窗口比较器是很有用的。应用于故障检测电路、自动检测电路、电子测量技术等场合，也可用于A/D转换、波形产生变换及电路高速采样电路、振荡器、电源电压监测电路、报警器等或对生产现场进行监视与控制等场合。下面将对窗口比较器的结构与工作原理作一介绍。

1 窗口比较器的结构与工作原理

1.1 EDA与Multisim简介

为提高电路设计的效率和可操作性，本文采用EDA工具，目前进入我国并具有广泛影响的EDA软件是系统设计软件辅助类和可编程芯片辅助设计软件，主要有Protel、PSPICE、Multisim（原EWB的最新版本）、OrCAD、Modelsim等等。Multisim是美国国家仪器（NI）有限公司推出的以Windows为基础的仿真工具，适用于板级的模拟/数字电路板的设计工作。它包含了电路原理图的图形输入、电路硬件描述语言输入方式，具有丰富的仿真分析能力。因此本文采用Multisim10通过计算机平台对窗口电压比较器从电路结构、工作原理和传输特性分析以及基于窗口比较器完成对双向过压检测电路的设计。

1.2 电路结构与工作原理

图1（a）所示即是一典型的窗口比较器电路。窗口比较器主要用于检测ui是否在给定的两个电压之间时就可以采用。当任意一个比较器输出低电平（实际上是输出三极管处于饱和状态）或两个比较器均输出低电平时，窗口比较器输出端为低电平，只有两个比较器均输出高电平（实际上是输出三极管处于截止状态）时，窗口比较器才输出高电平。因此，两个输出端具有正逻辑中的逻辑与的关系。利用Multisim 10对窗口比较器进行仿真验证其工作原理，将输入信号ui输入到运算放大器的同相输入端，这是运算放大器处于开环工作状态，具有很高的开环增益。由于受到正向电源电压、二极管和电阻的限制，输出电压为+UOM或者0。

当输入电压ui大于URH时，必然大于URL，所以集成运放A1的输出uo1=+UOM，A2的输出uo2=-UOM。使得二极管D1导通，D2截止，电流通路由D1R2DZ，稳压管DZ工作在稳定状态，输出电压uo=+5V。

（a）电路

（b）传输特性

图1 窗口比较器

当输入电压ui小于URL时，必然小于URH，所以A1的输出uo1=-UOM，A2的输出uo2=+UOM。因此D2导通，D1截止，电流通路由D1R2R1，D3工作在稳压状态，uo仍

为+5V。

当URL

通过仿真运行可得出窗口比较器的电压传输特性如图1（b）所示。

2 双向过压检测电路设计与实现

2.1 器件选择

本设计中用到的主要器件是运放。为保证电路功能的正确性，设计中采用的是实际器件，采用了两个3554AM集成运放。

在供电电路上，选择双电源供电。

2.2 设计实现

图2 双向过压检测电路

启动Multisim 10，按图2的电路图在Multisim 10中连好电路，并在R2的两侧用双通道示波器观察波形。通过Multisim 10利用上述窗口比较器来设计双向电压检测电路，电路原理图如图2所示。当ui5v，即出现过电压现象时，UO=UOH，发光二极管LED1点亮，蜂鸣器U1同时发出警报。此时，晶体管Q1导通且饱和，启动保护电路，通过继电器开关从而切断负载电路，使负载X2停止工作，即灯泡不亮，从而实现了双向过压检测电路的关断保护功能。而当-5V

3 结语

自动控制设备在工业生产或实验工作中需要保护控制电路，利用窗口比较器设计的双向过压检测控制电路设备输入电压上限值和下限值，就能达到自动检测保护的目的，如果输入电压处在合适数值时，相应指示灯显示，所以通过继电器将电信号转变成机械信号，这样就能实现对电路设备的自动保护，在实际电路中通过此设计，并改变电压检测范围，可应用于电池保护系统。随着测量技术的提高，窗口比较器在测量仪器或工、自动控制中应用越来越广泛，以上设计只是利用窗口比较器输出解决一些实际问题，窗口比较器还会有更广泛的拓展和应用领域。

参考文献

[1] 华成英，童诗白.模拟电子技术基础[M].北京：高等教育出版社，2006.

[2] 房国志.模拟电子技术基础[M].北京：国防工业出版社，2010.

[3] 张新喜，许军，王新中，杨雨迎.Multisim 10电路仿真及应用[M].北京：机械工业出版社，2011.

电压比较器篇3

关键词：压缩空气生产系统 空压机 干燥器 控制方案

中图分类号：TL4 文献标识码：A 文章编号：1674-098X（2012）12（c）-00-02

压缩空气生产系统主空压机组作为核电站压缩空气的主要来源，承担着为全厂动力设施和气动装置提供压缩空气的任务，空压机与干燥器控制方案的选择是否恰当关系到整个电站压缩空气的来源是否稳定可靠。该文通过深入的调研和大量的数据和材料的分析，并以系统和设备调试过程中的一次试验故障为切入点，深入比较分析了主空压机与干燥器四种连锁控制方案的优劣，并提出了建设性的解决方案，对后续核电项目有着重要的参考价值和普遍的借鉴意义。

1 压缩空气生产系统介绍

压缩空气生产系统提供核电站内所有动力设施和气动装置所需的压缩空气，并通过仪表用压缩空气分配系统和公用压缩空气分配系统分配至各用户。压缩空气生产系统包括BOP厂房主压缩空气生产系统和NI厂房应急压缩空气生产系统，以A核电站为例，BOP厂房主压缩空气生产系统主要设备为三台无油水冷螺杆式空压机、一台湿储气罐、三台无热再生吸附式干燥器及配套过滤器、一台干储气罐等。

BOP厂房主压缩空气生产系统的空压机启动或停运的指令同时使干燥器启动或停运，空压机和干燥器的启动均不需要预热或者预。空压机是否启动和停运是根据系统管网压力来确定，当系统管网压力为1.0 MPa（abs）时，一台空压机空载运行，其余两台空压机备用；系统压力降至0.86 MPa（abs），空载运行的空压机转入带载运行，当系统管网压力降至0.86 MPa（abs）以下时，系统启动第一台备用空压机，若系统管网压力继续下降，启动第二台备用空压机。

2 空压机与干燥器控制方案的优劣比较及相应改进及选择建议

A核电站BOP厂房主压缩空气生产系统为设备厂家设计并负责供货，在系统控制设计上，厂家选择采用干燥器固定数量模式，压力监测点选择为湿储气罐。在系统和设备调试阶段，在进行完系统失电试验后，空压机出现无法自动启动的情况，当时测得系统管网压力为0.667 MPa，湿储气罐压力为0.8 MPa左右，而空压机自动启动的压力点为0.75 MPa。经分析，空压机与干燥器联锁控制方案以及压力监测点选取不当是造成这一故障的主要原因。

空压机与干燥器联锁启停方案可分为两种。

（1）一一对应模式：即相应的空压机启动运行只对应相应的干燥器启动运行。

（2）干燥器固定数量模式：即在控制面板上设定固定数量的干燥器运行。

监测系统管网压力的压力监测点可布置在以下两处。

（1）湿储气罐：位于空压机与干燥器之间。

（2）干储气罐：位于干燥器之后。

根据空压机与干燥器联锁启停方案和压力监测点的不同，空压机与干燥器共有如下四种联锁控制方案。

2.1 空压机与干燥器采用一一对应模式

2.1.1 压力监测点布置在湿储气罐

采用此控制方案的优势：只要将干燥器和空压机都投入到联控状态，那么启动任何一台空压机启动，对应的干燥器都会启动，无需人为干预。

采用此控制方案的劣势主要有以下

两点。

（1）当空压机因故障停机时，对应的干燥器也将会停运，干燥器对应的进气阀会自动关闭，从空压机出气阀到干燥器进气阀这段管路及湿储气罐中的压缩空气气只能通过空压机出气阀上的小孔排掉，这将导致这段封管路的压力下降会很慢，而系统压力监测点401 mP正好设置在这段封闭管路的湿储气罐上。当主空压机跳机后，控制系统将显示管网压力一直保持高压并误认为下游用户用气量较少，备用空压机会一直不能启动直到封闭管路中气压慢慢下降到加载压力，整个降压过程大概需要1 h。这段时间内若出现下游用气量较大情况时，会产生无气可用的严重后果。

（2）当空压机和干燥器全部失去电源时，由于空压机出口阀和干燥器入口阀全部关死，湿储气罐压力将保持在失电前压力，而干储气罐会由于用户用气而导致压力一直下降。当空压机和干燥器重新得电后，湿储气罐压力将大于空压机启动压力，空压机和干燥器继续停运直到手动开启。

分析：可在空压机控制系统中增加设置故障启动备用机逻辑，但这只能解决劣势分析中第一条所述空压机因跳机使管网憋压从而导致空压机较长时间不可用的问题，但无法解决第二条所述空压机和干燥器短时失电后得电而无法自动启动的

问题。

2.1.2 压力监测点布置在干储气罐

采用此控制方案的优势主要有以下

两点。

（1）只要将空压器和干燥机都投入到联控状态，那么启动任何一台空压机对应的干燥器都会启动，无需手动干预。

（2）压力监测点选为干储气罐，可以更加真实的反映系统管网压力，控制系统可以及时响管网下游用户的用气需求，不会出现因空压机故障导致管网憋压而导致空压机较长时间不可用的情况。

采用此控制方案的劣势：由于压力监测点选择在干储气罐，若干燥器或过滤器出现堵塞的情况，会发生主空压机在满负荷运行而干储气罐压力极速下降，这会导致主空压机跳机或是过滤器被冲破，也有可能触发核岛应急空压机的启动。

分析：在此模式下增加湿储气罐和干储气罐的压差控制，当该压差值高于某个定值时启动备用的空压机，同时自动停运正在运行的空压机及干燥器，以防止干燥器或过滤器出现堵塞而影响供气，能够较好地解决现有问题。

2.2 空压机与干燥器采用干燥器固定数量模式

2.2.1 压力监测点布置在湿储气罐

采用此控制方案的优势：干燥器始终保持设定数量运行，即使其中一台干燥器因故障停运，备用干燥器也会自动启动保持设定数量运行，保证下游用气量。不会出现第一种模式中所描述的空压机因故障停机而管网压力无法下降，从而导致空压机接近1个多小时不可用的情况。

采用此控制方案的劣势主要有以下

两点。

（1）当空压机运行数量改变时，需要人为启动干燥器，若手动启动干燥器时间较晚，会出现备用空压机频繁加载卸载，严重影响空压机齿轮箱等部件的使用寿命。

（2）在全厂进行完失电试验后，由于空压机出口阀以及干燥器入口阀全部关闭，湿储气灌压力一直维持在0.8 MPa左右，而空压机的启动压力设置在

0.75 MPa，因此失电试验完成后空压机不能正常启动，管网压力因为下游用户的用气而迅速下降。

分析：当用气量不稳定时，人为干预干燥器太多，在日常运行过程中危害较大，应避免采用此控制方案。

2.2.2 压力监测点布置在干储气罐

采用此控制方案的优势：干燥器始终保持设定数量运行，即使其中一台干燥器因故障停运，备用干燥器也会自动启动保持设定数量运行，保证下游用气质量。不会出现第一种模式种描述的空压机因故障停机而管网压力下不去，从而导致空压机接近1个多小时不可用。

采用此控制方案的劣势：当空压机运行数量改变时，需要人为启动干燥器，若手动启动干燥器时间较晚，会出现备用空压机频繁加载卸载，严重影响空压机齿轮箱等部件的使用寿命。

分析：当用气量不稳定时，人为干预干燥器太多，在日常运行过程中危害较大，应避免采用此控制方案。

3 结语

综合比较上述四种主空压机与干燥器连锁控制方案，采用空压机与干燥器为一一对应模式联锁控制方案，压力监测点布置在干储气罐，同时增加湿储气灌与干储气灌的压差控制，当压差值高于

0.2 MPa时自动停运正在运行的空压机及干燥器，启动备用空压机，可以有效达到空压机及干燥器启停响应速度快、手动干预少、压力监测点真实反映系统管网压力等目的。实践证明，采用该方案可以保证空压机组稳定可靠运行，安全地为核电站提供压缩空气，满足了机组正常运行的

需求。

参考文献

[1] 陈济东.大亚湾核电站系统及运行[M].北京：原子能出版社，1994.

电压比较器篇4

1 概述

反激型DC/DC变换器因结构简单、成本低廉而广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中。但是，单管反激变换器主开关电压应力大，在输入电压较高的场合使用起来比较困难。另外，反激变换器的变压器漏感一般比较大，导致主开关上产生很高的电压尖峰，使电压应力进一步增加。传统的双管反激变换器如图1所示，其两个主开关的电压应力为输入电压，克服了单管反激开关电压应力大的缺点，并且漏感能量可以回馈到输入侧，不需要吸收电路，但它带来了占空比D不能大于50％的缺点，在宽范围场合应用有局限性。本文提出了一种能工作在占空比大于50％条件下的双管反激变换器，如图2所示，不过它和传统的双管反激相比也并非十全十美，其漏感能量需要外加缓冲电路来吸收。本文详细、客观地分析和比较了这两种双管反激变换器在工作原理和特性上的差异，阐述了一些独特的观点，并且给出了两种双管反激的实验结果比较，旨在为电源设计者选用这两种双管反激变换器时提供理论依据和参考数据。

2 工作原理

为了分析方便，假设各器件具有理想特性，电感、电容足够大，输入电压没有脉动，电路已经进入稳态。

传统双管反激变换器在两个开关管S1及S2导通期间，加在变压器原边的电压为输入电压Vin，原边电流流过S1及S2，并且线性上升。副边二极管反向偏置，副边电流为零。当S1及S2同时关断后，原边电流逐渐下降到零。二极管D1及D2随即导通，由于实际电路中漏感的影响，变压器原边上的电压被钳在－Vin，副边二极管因此导通。储存在原边漏感中的能量全部反馈到输入侧后，D1及D2关断，变压器原边电压降至副边绕组反射电压－nVo（n为变压器原边对副边的变比），副边二极管维持导通，直到下一开关周期开始。

改进的双管反激变换器，如图2（a）及图2（b）所示，有两种结构，是为了克服传统双管反激变换器占空比不能大于50％的缺点而提出的，因此，称之为宽范围双管反激变换器。该变换器与传统双管反激结构上的区别在于分别去掉了一个钳位二极管，这样会有一个主开关的电压应力得不到限制，可能造成过压，所以，要对两个开关的关断次序进行人为的控制。对于图2（a），S2应该比S1先关断；对于图2（b），S1应该比S2先关断。图2（a）及图2（b）所示两种结构的工作原理是类同的，下面就仅对图2（b）的结构进行分析。

同样，在S1和S2导通期间，加在变压器原边上的电压为Vin，原边电流线性上升，同时副边二极管截止。随后，将S1关断，S2继续导通，激磁电感和S1的结电容C1谐振，考虑到实际中激磁电感非常大而结电容非常小，并且这段时间又非常短，所以，可以看成原边电流对C1进行恒流充电，C1上的电压线性上升。一旦C1上的电压到达Vin，D1就导通，变压器上电压为零，原边电流流过S2和D1且保持不变。当S2也关断后，激磁电感和S2的结电容C2谐振，同样可以看成原边电流对C2恒流充电，C2上的电压线性上升。当C2上的电压上升到nVo时，D1关断，原边电流为零。此时，副边二极管开始导通，变压器原边电压被输出电压Vo钳在－nVo，作为复位电压，激磁电流线性下降。S1和S2重新开通后，进入下一开关周期。

图2

3 特性比较

从以上的分析可以看出，传统的双管反激和宽范围双管反激在工作原理上十分类似，但是，两者的特性有比较大的差异。

3.1 开关电压应力

传统的双管反激变换器两个开关管S1及S2的电压应力不会超过输入电压，因为，C1或C2上的电压一旦大于输入电压Vin，D1和D2就相应导通，将C1及C2上的电压峰值钳在Vin。即使是漏感在开关管上引起的电压尖峰也会被D1及D2钳位，不会高于输入电压。因此，传统双管反激变换器主开关的电压应力均为输入电压Vin。

对于图2（b）所示的宽范围双管反激变换器，主开关S1的结电容C1上电压达到Vin时，D1就相应导通，因此，S1上的电压不会超过Vin。而当主开关S2的结电容C2上电压上升至nVo时，D1关断，副边二极管导通，因此，S2上的电压不会超过nVo。可见该变换器主开关S1及S2的电压应力分别为Vin及nVo。如果是图2（a）所示的变换器，则主开关S1及S2的电压应力分别为nVo及Vin。但是，实际电路中漏感的存在，会引起图2（a）中的S1或图2（b）中的S2上产生比较大的电压尖峰，相应的电压应力要增加。所以，宽范围双管反激变换器的其中一个开关管的电压应力要比传统双管反激的开关电压应力大一些。

3.2 整机效率

由于反激型变换器的变压器磁芯要垫气隙，所以，漏感比一般的变换器中变压器要大。漏感大会直接导致主开关上产生很高的电压尖峰，需要另外加缓冲电路吸收。在上面对宽范围双管反激变换器的原理分析中，为简单起见而忽略了漏感的影响，但实际上漏感是不可能为零的，因此，图2（a）中的S1及图2（b）中的S2上都会有漏感引起的电压尖峰，需要加RCD电路加以吸收，则在R上损失比较多的能量。

而对于传统的双管反激变换器，在反激开始时，储存在漏感中的能量通过D1及D2全部反馈到输入侧，系统能量损失相对要小。

图3

    因此，在相同规格以及开关条件下，传统的双管反激变换器要比宽范围双管反激变换器整机效率高一些。

3.3 宽范围适应性

传统的双管反激变换器有两个二极管D1和D2在复位阶段对变压器钳位，所以，变压器上的复位电压不能超过输入电压，如图3（a）所示。也就是要满足以下条件：

VinD≤Vreset(1－D)≤in(1－D)    （1）

可以推出

D≤50％（2）

可见传统的双管反激变换器不能工作在占空比大于50％，这就使其在宽范围场合应用时遇到了困难。

而本文提出的宽范围双管反激变换器没有这个条件限制，变压器上的复位电压可以大于输入电压，如图3（b）所示，所以，能够工作在占空比大于50％。另外，反激变换器的输入输出电压满足D/(1－D)的关系。通常，变换器的输入输出电压有4种关系，即D，1/(1－D)，D/(1－D)，D(1－D)。在这4种关系中，D/(1－D)的宽范围适应性要远远优于其它几种关系。宽范围双管反激变换器的增益正好是D/(1－D)的关系，所以，这种变换器的输入或输出电压调节范围很宽，特别适合用于超宽范围场合。

图4

    从以上的分析和比较可以看出，改进的双管反激变换器在宽范围适应性上有了很大的提高，但整机效率相对下降，其中的一个开关管电压应力也有所增大。所以，这两种双管反激变换器在性能上各有优劣（见表1），在选用这两种变换器时一般遵循以下原则：在效率要求比较高，但输入或输出电压调节范围不是很宽的场合，可以选用传统的双管反激变换器；而在输入或输出电压范围很宽，但效率要求不是非常高的情况下，可以选用宽范围双管反激变换器。当然，选用这两种变换器的前提是输入电压比较高，不然选用单管反激就可以了。

表1 两种变换器的性能比较

Tab.1 Performance comparison of two converters

传统的双管反激

宽范围双管反激

开关电压应力

低

高

整机效率

高

低

宽范围适应性

差

好

4 实验结果比较

两台分别采用传统双管反激和宽范围双管反激拓扑的样机验证了以上的分析和比较。为了具有可比性，这两台样机的规格和参数须保持一致，只是传统的双管反激变换器的输入电压范围是250～400V，宽范围双管反激的输入电压范围为100～400V。这两台样机的其他规格和参数如下：

输出电压Vo  24V；

输出电流Io  0～4A；

工作频率f  108kHz；

主开关S1及S2  IRF840；

整流二极管DR1  Halfof30CPQ100；

变压器T  n=160∶20，Lm=7.2mH，

Ls=180μH；

钳位二极管D1（D2）BYV26C。

图4（a）、（b）、（c）是300V输入2.5A输出时传统双管反激变换器的主要实验波形。图4(a)是变压器原边的电压波形，正向电压为300V，反向复位电压大约为200V。图4(b)是开关管S1漏源间的电压波形，其峰值为300V，然后经过一个振荡降至275V左右。图4(c)是开关管S2漏源间的电压波形，其峰值为300V，经过振荡降至225V左右。两个开关管S1及S2的峰值电压均未超过输入电压。

图4（d）、（e）、（f）是150V输入4A输出时宽范围双管反激变换器的主要实验波形。图4（d）是变压器原边的电压波形，正向电压为输入电压150V，反向复位电压大约为200V，已经超过输入电压，占空比大约为57％，说明该变换器占空比可以大于50％。图4(e)是开关管S1漏源间的电压波形，其峰值为150V，然后经过一个振荡降至130V左右。图4(f)是下管S2漏源间的电压波形，其峰值为280V，然后经过一个振荡降至220V左右。

    两个主开关上的漏源电压值和理论分析的有一定偏差（理论上S1平台电压应该为输入电压，S2平台电压应该是输出电压折算到原边的值，约为200V），这是因为在实际工作中变压器漏感的影响。当S1关断，S1的漏源电压上升到输入电压，但是，等到S2关断后，由于漏感的影响，S2的漏源电压会有一个振荡，期间会使得S1的漏源电压有所下降，而使S2的漏源电压略高于理论值。

图5给出了两种变换器在满载(4A)时不同输入电压下的效率曲线。效率2是传统双管反激变换器的满载效率曲线，输入电压为350V时效率最高，为92％。效率1是宽范围双管反激变换器的满载效率曲线，输入电压为350V时效率最高，为89.3％。通过比较可以看到，传统双管反激变换器的整机效率要高于宽范围双管反激变换器，但是后者的输入电压范围有4倍的变化范围，有很强的宽范围适应性。这也进一步验证了前面的分析。

5 结语

不管是传统的双管反激DC/DC变换器还是宽范围双管DC/DC反激变换器，和单管反激相比都具有主开关电压应力低的优点。

电压比较器篇5

关键字：变压器；节能环保；空载损耗；负载损耗

中图分类号：TE35 文献标识码：A

一、各种变压器在油田中的使用情况

油田的配电系统是油田开发的重要组成部分，是保证产能顺利实施及实现油田开发上产的重要保障，直接关系着油田的产量和人民生活水平的提高。基于油田的各个油井分布范围较广，油井与油井之间相距大多较远，远的能达几十公里甚至上百公里，为了减少电能损耗，往往一个油井或者相距较近的几个油井共用一台专用配电变压器。但是用于电力传输、配电配送过程的变压器的电能损耗也是不容忽视的，而且变压器的类型及型号不同，电能的耗损量也是不一样的。因此，根据油田机井的荷载启动要求，采用合适的变压器类型，对于提高变压器的运行效率及减少电能耗损具有很重要的意义。比如，某油田以前用于抽油机井的配电变压器的容量远远超过了变压器的经济负荷区，属于低负荷运行，这种"大马拉小车"的现象导致其功率因数过低，一定程度上造成了能源的浪费。进行变压器的改进之后，采用了调容变压器，在很大程度上提高了变压器的运行功率，从而提高了电网的运行质量，节约了投资成本，节能效果非常显著，取得了很好的经济效益和社会效益。

二、几种油田用的变压器及其特点

1 S7、S9型变压器

S7、S9型变压器属于油田中比较老式的变压器类型，也是在中小型油田企业用时较长的。这种老式变压器的运行不仅增加了油田配电网络中电能损耗，而且给供电安全带来了隐患。

2 S11型变压器

S11型变压器是一种低损耗、新型节能环保变压器。可以用来更换S7型、S9型等比较老式的变压器。

3 S13、S14、S15系列的变压器

S13、S14、S15系列的超低损耗变压器使用优质的硅钢片（新日铁）和优化的电磁材料，是相对于S11更为环保节能的变压器系列。

4 SH15非晶合金变压器

SH15非晶合金变压器是一种低损耗变压器，这种低损耗变压器采用非晶合金带材作为贴心材料，具有噪音低、损耗低、全密封、免维护及运行费用较低等特点，能够较好的解决油田抽油机井、电场配电负荷较低时的电能损耗问题，属于一种新型的节能产品，虽然这种非晶合金变压器设备初始投入较高，但是总体来说仍能产生非常可观的经济效益，所以在油田的生产运行领域具有非常广阔的应用前景。

5 调容变压器

调容变压器是一种既能重载启动要求，又能使变压器运行在经济负荷区的新型变压器。该种变压器具有满足负载需要及节能的优点。由大庆供电设备有限公司开发研制的RS9系列的全封闭三相油浸式的调容变压器在设计上采用合理的结构，在保证热稳定性和动稳定性的基础上，降低了电流密度、磁通密度、短路阻抗，提高了抗冲击能力，是油田较理想的更新换代产品。

6 有载调容变压器

有载调容变压器是在调容变压器的基础上研制的一种油田用变压器，它可以在采油机起动时输出较大的功率，而在正常运行时又能自动减少输出功率，从而大大降低了不必要的能源消耗。该变压器自身还固有防盗措施和防窃电功能，它可以集中远程控制和安装报警装置以防被盗及采油机空转。

三、各种变压器在油田中的节能性比较

各种变压器的节能性是由其损耗率决定的，变压器的损耗由空载损耗和负载损耗组成。空载损耗是指变压器空载时的铁心损耗，包括变压器磁路中磁滞损耗和涡流损耗之和，在额定电压的状态下与负载变化无关；负载损耗是指变压器带上负载后的电流与绕组电阻所产生的损耗，它随负载的增加而加大。通常情况下，在变压器通电后的空载损耗是一个固定的数值；负载损耗与变压器所带负载有关，与负载容量成正比关系。

S7、S9型变压器作为老式变压器，耗能大，而且不利于供电安全，已经逐步被S11、S13、S14、S15系列的变压器及非晶合金变压器所取代。那么在S11、S13、S14、S15、SH15非晶合金变压器及调容变压器中，哪种变压器的节能型最好呢？通过对S11、S13、S14、SH15型号的变压器的参数对比发现：SH15比S11型变压器空载损耗降低63%，S14比S11空载损耗节能30%；S11、S13、SH15负载损耗一致，S14比S11、S13、SH15负载损耗降低了15%。由此可见，S13、S14、SH15型变压器比 S11型变压器在节能方面更有优势。

另外，在评价变压器节能方面时，年投资收益率即短期收回投资效率，是一个很重要的经济指标， 它是由电价、全年运行小时数、与S7型比较的空载损耗差、与S7型比较的负载损耗差和变压器的负载率决定的。根据各种型号的变压器的参数数据计算得出，就变压器在短期内收回投资比较来说，当负载率低时，非晶合金变压器的投资收回年限最短；当负载率高时，S14型的变压器的投资收回年限最短。

结语

根据以上分析可以对各种型号的变压器的节能型比较，即在负载率较低的情况下，空载损耗小的非晶合金变压器具有很好的节能优势，而在负载率较高（超过0.5）的情况下，空载损耗和负载损耗都低的S14型变压器具有很好的节能优势。另外，有载调容变压器和调容变压器是在S11、S13、S14、S15、SH15型变压器的基础上研制出来的具备调节功能的更为节能环保的新型变压器，兼具节能环保、综合成本低、运行稳定及安全性高的优点，具有非常广阔的应用前景。采用节能型的变压器在很大程度上避免了能源的浪费，节省了大笔的油田开发成本，同时在很大程度上促进了社会效益和经济效益的提高。

参考文献

[1]刘文聪.油田配电线路及变压器节能技术改造[J].城市建设理论研究，2012（24）.

[2]丁国炎.油田专用变压器系列的开发与研制[J].变压器，1993（01）.

[3]姚杰，于春光，范光辉.调容变压器在油田应用的可行性分析[J].2004（3）.

电压比较器篇6

【关键词】试验变压器；串联谐振设备；电力变压器；特点

【中图分类号】TM832【文献标识码】A【文章编号】1006-4222（2015）23-0181-02

前言

对于特高压输电技术和绝缘的研究需要使用特定的特高压交流试验电源，而随着特高压输电技术的进步，对于特高压交流试验电源的要求也越来越高，一般来说，特高压交流试验电源需要更大的工作电压和充电容量，能为试验提供更多的输入电压和电源容量，同时能在标准工作电压下长期稳定运行，符合相应的绝缘水平的标准要求。在试验频率上要高于工作频率，能适应电压调整并且能冲击合闸。因此对于特高压交流试验电源不同类型电源进线特点研究和比较显得极为重要。

1特高压交流试验电源特点探讨

1.1试验变压器

1.1.1电压和电源容量

试验变压器一般来说包括单级式试验变压器和串级式试验变压器，串级式试验变压器能满足三相组的电流和电压需求。从电压的角度来看，试验变压器的输出电流较小，输入容量受到严格的控制，因此电源容量较小，而利用串级式试验变压器提高电源容量在理论层面可行，但是从经济性和操作可行性的角度来看并不现实，经济效率较低，而且实际意义不大。

1.1.2运行方式和绝缘效果

试验变压器是运行效果并不算优异，由于其自身的散热性能的影响，并不能长期的运行，而且绝缘系数较小，绝缘效果不理想，并不能满足绝缘要求，在大气电压和操作电压增大的同时很难做出相应的调整。

1.1.3输入频率

试验变压器的输入频率采用工频源输入，利用调压器来调节电压。试验变压器经济效益好，适用于容量较小的短时间试验。

1.2串联谐振设备

1.2.1电压和电源容量

串联谐振设备主要适用于单相高电压的试验，在三相电压试验中并不能应用，而且在一定程度上根据具体的调节情况，数据分析可以选择其中一相来进行分析，在每一相都对称的情况下，选择哪一相对整体结果影响都不大，而三相电压试验中三相负荷并不对称，选择其中一相很难准确。从具体的特高压交流试验中可以看出，对负荷特性的要求较高，尤其是不能影响品质因素，而串联谐振设备对三相串联谐振回路的调节很困难。串联谐振设备主要的原理就是谐振原理，利用电感补偿容性来调节无功功率，利用较小的输入电源来达到较好的试验效果，但是串联谐振设备主要还是适合容性容量较小的试验。

1.2.2运行方式和绝缘效果

串联谐振设备本身具有散热装置，能长时间稳定运行，但是绝缘系数较小，绝缘效果不理想，并不能满足绝缘要求，在大气电压和操作电压增大的同时很难做出相应的调整。

1.2.3输入频率

串联谐振设备的回路主要有工频串联谐振回路和变频串联谐振回路，两种不同的回路的输入频率不同。工频串联谐振回路一般来说，需要选择工频源，然后通过对电感量和电压的调节来达到谐振效果，而变频串联谐振回路利用调节变频装置源来调节如初频率，然后调节变频范围和电压达到预期目的。串联谐振设备适用于单相高电压试验，并且容量较大。

1.3电力变压器

1.3.1电压和电源容量

电力变压器本身的容量较大，尤其是和其他类型的特高压交流试验电源来说容量更大，而且在实际的电力系统中应用更为普遍。电力变压器本身就是一种较为常见的交流试验电源，可以通过升压变压器将试验电压进行调整，同时也能满足三相组的要求，容量更大。对于电压来说，由于输入电流较大，因此输出容量受到一定的限制，在具体的特高压交流试验中可以降低电压的空载损耗，选择最小的限制容量，这样能保证其长期稳定运行。

1.3.2运行方式和绝缘效果

电力变压器和试验变压器的结构有很大的差异，其中有较大的设计亮点，散热能力和绝缘水平较好。电力变压器能长期稳定的运行，保证试验长时间的工作，但是需要注意的是，如果电力变压器的容量长期比试验用的容量大会在一定程度上影响机械设备的运行成本，因此需要增加试验容量。在电力变压器的绝缘效果上考虑，根据标准的设计要求，能承受较大电压的侵袭，绝缘效果较好，因此不需要进一步的电压限制措施。

1.3.3输入频率

电力变压器的工频源能满足工频频率的要求，并且能满足不同试验频率的要求，也能将电源电压进行调整，产生变频源，使其符合试验电压的要求。电力变压器能通过调压器和调压机组来进行电压调节。电力变压器经济效益较差，但是适应能力强，适合大多数的特高压交流试验。

2特高压交流试验电源特点比较

特高压交流试验电源中试验变压器、串联谐振设备和电力变压器这三种特高压交流试验电源的具体特点，从电压和电源容量、运行方式和绝缘效果、输入频率、适用范围四个方面对这三种特高压交流试验电源进行比较，能直观的看出每种交流电源的具体特点。通过对特高压交流试验电源不同类型的比较，可以分析出每种交流电源的特点和适用范围，同时也能根据具体的试验选择不同类型的电源。在特高压交流试验电源想选择上可以从经济性、时间范围和容量以及相数等方面选择，通过不同指标的综合衡量选择最佳的特高压交流试验电源类型，能更好的保证试验效果，为特高压输电技术试验提供更为标准、稳定的电源。

3结语

综上所述，特高压交流试验电源主要包括试验变压器、串联谐振设备和电力变压器这三种特高压交流试验电源，通过对每种交流电源的特点分析，明确了每一种交流电源的特点和适用范围，具体来说，试验变压器经济效益好，适用于容量较小的短时间试验，串联谐振设备适用于单相高电压试验，并且容量较大，电力变压器经济效益较差，但是适应能力强，适合大多数的特高压交流试验。根据三种特高压交流试验电源的特点探讨和比较能在之后的工作中根据实际情况选择不同的电源，满足试验的要求。

参考文献

[1]丁薇，张福增，马仪，王科，徐肖伟.特高压交直流污秽试验电源特性试验研究[J].高压电器，2012，03：1~5+11.

[2]方璐，徐先勇，罗安，方厚辉，李琪，吴敬兵.调频式谐振特高压试验电源最优PWM波形分析与实现[J].电网技术，2012，03：15~21.

电压比较器篇7

引言

高压钠灯（HPSL）[1]是高强度放电灯（HIDL——HighIntensityDischargeLamp）中的一种，因其具有极好的光效（80～140lm/W）和合适的光波长，而被广泛用于户外照明，如广场、道路、码头等。但是，传统的电感式的镇流器存在功率因数低和自身损耗大的缺点。大量低功率因数电器的使用，对电网造成谐波污染，不但增加了供发电设备的负荷，使供发电设施得不到充分利用，而且严重影响其它用电设备的正常运行。

绿色照明事业在世界范围的蓬勃发展，推进了电子镇流器的广泛使用。电子镇流器不但可以做到很高的功率因数（接近1），而具有显著的节能效果，而且还能在很宽的电压范围内点灯工作，很好地解决了电感式镇流器的缺点。因为，HPSL的功率相对于荧光灯大得多，用量也极大，所以，HPSL电子镇流器的开发应用，具有更加深远的意义。

1 对高压钠灯电子镇流器的要求

HPSL电子镇流器因使用场所和其本身的特性，要求较为严格。它的基本要求是：

1）较高的功率因数（≥0.99）；

2）适应温度范围－20～50℃，且防雨雪；

3）输出到灯的功率必须恒定；

4）为防电极极化，灯的电流必须是交流，而且须防声共振；

5）必须有2.5～4kV的点灯触发电压，灯点亮后高压须消除，不影响灯的正常工作；

6）较高的功率（一般人行道为75W，道路为250W，广场为400W，最高达1000W）；

7）对各种故障（灯短路、灯开路或无灯、弧光不正常、灯过压、灯过流以及电路本身的故障）的识别及保护功能完善。

2 方案的选择

能够实现上述基本功能的方法有好多种，虽然许多厂商竞相研制生产，但能做到实用较为困难，因为，简单的电路难以满足要求，复杂的电路成本昂贵。通过对HPSL电子镇流器的大量研究，本文介绍采用美国UNITROD公司专门为HIDL控制器设计的专用芯片——UCC2305[2]制作的250W镇流器，其基本的框图如图1所示。

它主要由功率因数校正（PFC）电路、UCC2305控制电路、触发电路和辅助电源4部分组成，电路较为简单。

2．1 功率因数校正

实现功率因数校正的方法很多[1][2][3][4][5]，本案选择UC3854B作为控制芯片，建立了固定频率平均电流型有源功率因数校正电路，如图2所示。在图2中，整流桥B1、储能电感L1、功率开关器件S1、升压二极管D1、输出滤波电容C1和电流取样电阻R1组成了PFC主电路。

图2

    跟UC3854一样，UC3854B提供了有源功率因数校正的全部功能，这些功能包括电压放大器、模拟乘法/除法器、电流放大器和固定频率PWM，另外，还含有功率MOSFET栅极驱动器、7.5V基准电压、总线预测器、加载赋能比较器、低电压检测器和过流比较器等。平均电流模式的控制使正弦化线电流稳定、低失真而不象峰值电流控制需要斜率补偿。

交流176～264V输入电压经B1整流成为100Hz的正弦半波电压，为了迫使线电流跟随电压变化，UC3854B的脚6经R5引入这个正弦半波线电压取样，内部乘法器将此信号（设为B）与输出电压放大器的输出（设为A）相乘，产生电流控制环的基准信号。同时正弦半波电压又经由R2，R3，C3，R4和C4组成的分压电路产生与线电压的均方根值成正比的电压值，这个电压送到UC3854B的脚8，在其乘法器中平方（此值设为C）。乘法器将实际线电流与电压放大器输出的乘积除以线电压的均方根值的平方，即乘法器的输出IM=AB/C。脚8的输入可对线电压的变化作出补偿，使PFC能够在85～255V的输入电压范围内工作。R1是线电流取样电阻，它的负端与乘法器的输出一起接到电流放大器的正向端，正端接到电流放大器的反向端。该电流放大器有较高的低频增益，但控制环路的带宽很大，使线电流跟随线电压变化成为可能。

UC3854B相比于UC3854，提供了一个宽的带宽、低偏置的电流放大器、具有快速响应的“能使”比较器、判断基准好坏的比较器以及一个改进的乘法器/除法器，低电压保护改为10V，启动电压为10.5V，而不再是UC3854的16V，启动电流更低。

由于这方面的资料和文献极多，本文不再作更详细的叙述和计算表达。电路中主要元器件B1为4A/600V整流桥，L1=1.2mH，S1为IRFP840，D1为MUR086。

2．2 UCC2305控制器

UCC2305集成了控制和驱动HIDL所有的功能需要，它适用于金属卤素灯（如汽车大灯、放映机灯等）、高压汞灯和高压钠灯等高强度放电灯控制器的驱动和控制。它包含一个完全的电流模式脉宽调制器、一个灯功率调节器、灯温补偿器和所有故障保护。

UCC2305的内部结构和功能如图3所示。其单端驱动脚19（PWMOUT）可驱动正激式、反激式、升压式、降压式等不同类型的电路。主输出脚9（QOUT）和脚15（QOUT）采用大电流推拉电路，可以驱动半桥和全桥电路。桥路输出采用低频交流，UCC2305内置分频器将单端驱动的频率（一般取100kHz）除以512，得到195Hz的低频，因此消除了声共振。声共振是HIDL在高频电源供电时出现的放电电弧不稳的现象，其机理是灯管内压力波的脉动从管内壁反射回来，如果与高频电流的脉动成分相位相同，则形成驻波，产生声共振，轻则灯光抖动，重则烧毁灯管和镇流器。

图3

    图4给出了采用UCC2305作为控制芯片的250WHPSL电子镇流器的原理图。由于HIDL的阻抗非线性（其阻抗特性见图5），在灯未点亮之前处于高阻，一旦外加高压触发点亮以后灯就导通，其两端电压迅速降低，灯电流增大，呈现负阻特性。如果还以平常的电压加于灯上，灯将烧毁。而HIDL在刚启动的冷态和长时间工作的热态的阻抗又有很大差别，因此，HIDL控制器必须是一个电流模式控制下的恒功率输出。在本方案中，单端采用了降压式Buck电路，将PFC输出的400V电压，在恒电流下降至HPSL所需的工作电压。由于是高端驱动，所以需将PWM信号电平移位，采用IR2117或者TLP250等IC均能实现。电流取样采用电流互感器T1，因为开关频率较高，因此只需很小的磁芯，初次级匝比为1：100。电流信号经D10整流后送到UCC2305的脚23（ISENSE端）。在UCC2305中HIDL功率的调节是计算灯电流和电压，指令适当的输入电流保持灯功率的恒定。而灯的电压由分压比为120：1的分压电阻R36与R37得到，送到芯片的脚11（VOUT－SENSE）；灯的电流由取样电阻R18得到，这个信号送到芯片的脚5（LOADISENSE）。UCC2305的电流模式PWM类似于工业标准的UC3842和UCC3802电路，使用高增益开环放大器，LOADISENSE信号直接送入该放大器，放大器放大了预期灯电流和实际灯电流之差，并在反馈误差放大器脚LPOWER产生一个粗略地比例于灯功率的输出信号。开环放大器驱动一个高速PWM比较器，这个比较器将控制器的输入电流，即脚23的ISENSE信号跟开环放大器的输出电流比较，用这个信号设置占空比。因此，控制器的输出调节在恒定的功率，以使灯光的强度相对恒定。

S3、L2和C14的确定在文献[3]有详细的计算，对于一个250W的HPSL，S3采用IRFP840、L2选用EE30铁氧体磁芯,电感量1.5mH，C14为100μF、400V的电解电容。

控制器的输出采用全桥逆变器。逆变器工作在195Hz的低频，灯的平均电压为零。桥路的驱动由脚QOUT和QOUT输出，它们均以50％的占空比工作，相差180°。采用IR2110驱动高端和低端的MOSFET管。这样的方法成本较贵，也可以低端直接驱动，高端采用一个高压晶体管、一个上拉电阻以及正确的相位。灯在正常点燃时，需要变换灯的极性，但当灯还未点亮时交流电压将干扰启动。UCC2305有一个“NOTON”的逻辑输出，当灯还未点亮时为高电平，点亮后为低电平。将该输出连到脚DIVPAUSE，点灯时使低频逆变停止，直至灯彻底点亮。

图4

    UCC2305的供电来自于一只6.8V的稳压管D8，它可以防止供电过电压及有可能出现的反向供电。6.8V电压接到VCC端，但器件工作的许多功能供电须来自于连接到脚BOOST的近似于10V的电压。将脚PUMPOUT当作一个交流信号和将外部的二极管当作开关器件，通过电压倍压器，在脚BOOST可得到这个10V供电，满足包括MOSFET驱动等在内的其它所有功能需要。用阻抗大于10kΩ的分压器从脚VCC接到脚BAT，对芯片具有可靠的保护。

UCC2305控制器PWM振荡器由脚ISET和脚OSC接地的电阻和电容决定振荡频率fOSC=2/R28C20。对于100kHz，R28应为100kΩ、C20应为200pF。UCC2305中所有电路均工作在R28所设置的偏置电流下，最佳工作状态时应在75～150kΩ之间。

UCC2305内部含有复杂的电路来预测灯温、补偿灯温，当灯处于冷态时，给灯较高的功率，当灯温升高时减少功率到一般的水平。这样可以满足象汽车大灯等需要开启时就很快达到满亮度的要求。这个功能的实现是在开灯时，通过检测连接于脚SLOPEC和脚WARMUPC上的电容CS和CW上的充电电压，预测灯温，关灯时，这两个电容以一个可控制的速度放电，放电电流通过UCC2305内的电流源所设定。控制这些电容放电的能量来自于连接到BYPASS的一个电容C22存储的能量。所需电容的值可以假定一个最大5μA的BYPASS电流、60s的放电时间以及5V最大可允许的下跌电压，估算，即C=IΔt/ΔV=5μA60s/5V=60μF。CS及CW必须是精密薄膜电容，与灯的“时间－温度”关系相匹配。

从冷灯峰值电流到热灯峰值电流的额定值，通过脚ADJ的电压控制，从脚ADJ到地连接一个电阻来设置这个电压。冷灯的短路电流到热灯的短路电流的值，也被这个电阻设置。

    脚VOUTSENSE的电压比例于灯的电压，UCC2305检测脚VOUTSENSE的电压，将它与内部83mV的低门槛电压和2V的高门槛电压进行比较，如果电压不在这个范围，说明灯还未点燃或者开路或者短路，IC将用接近250nA的电流拉升接在脚FLTC和地之间的电容C19的电压。如果故障的时间足够长，使C19的电压超过5V，表明有灾害性故障，并关断IC，直至从脚BOOST撤除供电。如果故障在C19达到5V之前查明，电容即被放电直至0V，进入正常工作状态。放电电流50nA，放电时间比充电时间长5倍。正常工作的灯电压在60～110V之间，短路时在10V，启动时最高限制在600V。

2．3 启动电路

普通荧光灯电子镇流器的LC谐振电路虽然也能使HIDL启动，但并不满足HIDL的需要。HPSL的启动需要3～4kV的触发电压，使电弧管击穿，并提供足够的能量，使辉光放电尽快转化为弧光放电。对于HPSL启动器，有很多电路都有专利保护，虽然电路不算复杂，但在电路设计和元器件的选取上，都有一些技巧。一般的启动电路，在文献[4]中有详述。

电压比较器篇8

在对动力蓄电池组（以下简称电池组）进行充放电时，要求其充放电电流纹波小，在短时间内达到稳定，这样才能保护电池，延长电池的使用寿命[1,2]。而电池组具有内阻小，本身具有反电动势等特点，较小的电压波动也会引起大的电流纹波。充电机使用电压型整流器充电时，即使整流器输出的电压纹波含量能够达到要求，输入电池组的充电电流也会有较大的纹波。假设充电器输出的电压为U0，电池组反电动势为E0，内阻为r0（r0<<1Ω且电池比容量越大，内阻越小[3]），则电池组的充电电流I0为I0=(U0?E0)/r0。例如，一组200V蓄电池组，内阻为0.3Ω，充电装置输出电压的谐波含量为0.5%那么，输出电流的总谐波含量为：(200×0.5%)÷0.3A=3.33A，若此时要求充电电流为30A，则输出电流的谐波含量11.1%。此外，由于电压型PW整流器是升压电路，因此用于电池充电时需要另加斩波电路降压，增加了系统的复杂性和开关损耗。电流型PWM整流器是降压电路，可以输出恒定的直流电流，适用于电池组充电，但是受直流侧储能电感限制，难以大容量化，这限制了它在包括电池组充电等领域的应用[4]。为了限制输出电流谐波含量，必须在整流器的直流侧设置滤波器，以减少充电电流的纹波比，延长电池组的使用寿命。文献[5]针对切比雪夫滤波器在阻带内的衰减有较快的增长速率的优点，讨论了切比雪夫滤波器在相控整流直流滤波器中的应用，而且避免了普通的滤波器级联造成谐振的可能，但是并未针对其他类型滤波器在此类应用展开讨论和比较。而本文通过大量的研究发现，当截止频率处对应衰减较大时，虽然巴特沃斯滤波器比切比雪夫型需要更多的阶数，但是其响应速度和滤波效果在一定条件下却优于切比雪夫滤波器，而这一优点在滤波器所需的阶数较小（如3阶时）尤其突出，因而更加符合电流型PWM直流滤波器设计的需要。设计滤波器的主要原则是频率响应和响应时间。滤波器按照两端联接系统阻抗的匹配情况，可分为匹配型滤波器和非匹配型滤波器。平时文献涉及的滤波器多是匹配型滤波器，而二者传输特性仅相差一个固定的平坦衰减值。因此理论分析时，为了不失一般性，本文首先以匹配性滤波器设计为例以频率响应和响应时间为主要依据，对这两种滤波器的滤波特性进行综合的比较。然后根据我国配电网系统阻抗和电池组阻抗之间的关系，设计了非匹配型巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器的参数并进行了仿真和实验的验证。

2巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器比较

按照低通滤波器的衰减特性，可以分为巴特沃斯滤波器、切比雪夫滤波器、考尔参数滤波器和一般参数滤波器。后两类滤波器要求元件严格符合设计值，而且为了达到设计的目的所需的阶数都较高这为滤波器的实现带来了困难[6]，因此本文仅针对巴特沃斯和切比雪夫滤波器的输出特性进行讨论。

2.1巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器简介巴特沃斯滤波器又称最平响应滤波器，在靠近零频率（直流）处具有一个最平通带，其平坦度随着阶数的增大而增大。趋向阻带时，衰减单调增大，在ω=∞上出现无限大值。其衰减特性如图1a所示。当截止频率为ωp时，其传输函数的模平方和衰减分别为切比雪夫滤波器的特点是，通带内衰减在零值和所规定的上限值之间做等起伏变化；阻带内衰减单调增大，在ω=∞上出现无限大值。其传输函数的模平方和衰减分别为

2.2相同衰减特性时阶数的确定首先研究一下当Ω很大时，巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器的衰减特性。由式（2），若Ω1，则巴特沃斯滤波器衰减近似为由上式可知切比雪夫滤波器的衰减特性渐进于由起始值6(n?1)+20lgε开始，按每倍频程6ndB的速率上升的直线。且假设通带最大衰减为Ap，两滤波器有共同的表达式p20.1101Aε=?巴特沃斯滤波器阶数选取公式

3PWM整流器直流滤波器分析

3.1滤波器阶数的选取当整流器为电流源型PWM整流器时，其输出充电电流的谐波含量与整流变压器输出电压U0、调制比m、直流侧储能电感L、电池内阻r0以及电池端电压E0有关，当U0、r0和E0已定，PWM整流器输出电流谐波随着m的增大而减小。考虑极端的情况，假设oU/3=150V，电池端电压为E0=48V（根据目前实验室已有的条件，模拟4节12V/150A的串联电池组），r0=0.3Ω，直流侧储能电感为3mH，则按照10h率充电的原则，调制比应设在0.23左右，输出电流谐波含量为14.5%。因为PWM整流器输出谐波主要为高次谐波且与开关频率k有关[7]。按照2.1.1节方法，重新设计滤波器阶数，则巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器的阶数都为3。

3.2相同阶数时两类滤波器比较分析同为3阶时巴特沃斯和切比雪夫滤波器的响应时间。根据文献[8]，我国低压电网的阻抗值远大于动力蓄电池组的阻抗值，因此设计按匹配型滤波器设计充电机的直流滤波器会影响滤波效果，缩小输出电流的可调范围。按照非匹配型滤波器设计，并根据系统电压可近似看作恒定不变的特点，以恒压源激励的非匹配型滤波器设计两类三阶的滤波器。恒压源激励的三阶巴特沃斯和切比雪夫滤波器拓扑结构相同，如图2所示。参数见表1。系统的响应时间可近似由其阶跃响应得到。因为电池充电时滤波器两侧都有电源，将图2所示结构滤波器看作是由端口N1和N2构成的含源双端口网络，很容易写出当N1激励为U1，N2激励为E1时，N2电流I2对U1和E1的响应为当电池组内阻为0.3Ω，Ap取1～10之内的整数时巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器的参数见表1。其中电感的单位为毫亨，电容的单位为微法。将表1的数据代入式（7）求拉氏反变换即可求出其阶跃响应。理论上说两滤波器的阶跃响应都是趋于无穷远处的减幅振荡，为了比较两滤波器的响应速度，认为振荡幅值小于稳定值的0.1%时即达到稳态，则系统响应时间见表2响应时间对应数据。

4仿真验证

4.1电流型PWM整流器滤波基于Matlab环境按照图2所示搭建电池充电系统，其中整流器选择电流型PWM整流器。因为电流型PWM输出电流谐波含量与整流变压器输出电压U0、调制比m、直流侧储能电感L、电池内阻r0以及电池端电压E0有关，论文仅讨论其他因素一定，调制比较低时的滤波效果（此时输出谐波含量较高）。此时仿真系统内参数设置为，整流变压器输出相电压为150V，直流储能电感为3mH，电池内阻为0.3Ω，端电压为48V，按照20A充电，m=0.23。将表1数据分别代入该系统的滤波器，仿真比较巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器输出的滤波波形及其滤波效果。计算出相对于直流的谐波畸变率。因为滤波后各次谐波含量基本在0.5%以下，为了便于观察谐波分布情况，图中将基波含量略去不显示。计算结果见表2。限于篇幅，本文仅给出当Ap=5时，电流型PWM整流器输出电流波形，如图3所示。从表2和图3可以看出，当滤波器的阶数为3时，巴特沃斯滤波器的滤波效果和响应时间，整体输出性能要优于切比雪夫滤波器，因而更加适合于电流型PWM整流器直流侧滤波器的设计。

4.2三阶滤波器与滤波电感的比较因为直流侧电感的取值是限制电流型PWM整流器应用的一个关键因素，根据文献[10]，要达到电池充电低纹波的要求，电感取40mH。因此本文设计了当直流侧仅用40mH电感滤波的电路，与Ap=5时巴特沃斯滤波器的滤波效果进行比较，仿真波形如图4所示。由图4可以看出，稳态时电感两端压降达到212V，而滤波器仅为60V。因为本文仿真所用为理想元件，因此对输出电流几乎没有影响，但是实际上电感元件是有内阻的，如此大的压降必定会产生巨大的损耗，这直接造成了能源的浪费。如果将滤波电感的内阻设为0.14Ω，则充电电流仅为15.6A（此部分在实验部分有进一步的验证）。因为电感滤波响应时间较慢，因此论文选取1.98～2s间的数据进行分析，当以直流为基准时，计算输出电流谐波含量，电感滤波计算结果为0.5710，滤波器计算结果0.3492，而且三阶滤波器的响应时间明显少于电感滤波的响应时间。仿真表明，无论对电感的需求还是实际滤波效果，三阶滤波器的效果要优于电感滤波。

5实验论文进行了三方面的实验验证：首先根据同一输出特性，设计了相同阶数和拓扑结构的巴特沃斯和切比雪夫滤波器进行滤波实验，验证两组滤波器在相同要求下各自不同的输出特性；然后在开环情况下，通过改变PWM整流器的占空比m改变输出电流的数值，以验证巴特沃斯滤波器的响应速度和稳态性能；最后进行了纯电感滤波和采用三阶滤波器滤波时，滤波电流响应速度和稳态性能的比较，验证三阶滤波器在响应速度和减小损耗两方面的优点。

5.1两滤波器输出特性比较图5所示为当Ap=3时，巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器滤波前后电流波形以及滤波后电流频谱分析的结果。其中图5a和图5b是两滤波器滤波前后电流的对比，上半部分为滤波器输入电流，下半部分为滤波器输出电流，图5c和图5d是将数字滤波器DL1600采集的电流数据进行频谱分析后的结果。因为滤波后谐波含量较小，含量最大的为0.3%，因此显示时略去了柱状图中表示直流电流含量的部分，以便观察。由实验波形可以看出，两滤波器在稳态的滤波效果是满足滤波要求的，切比雪夫滤波器因为在阻带有较高的衰减增长速率，因而稳态滤波效果优于巴特沃斯滤波器。但是切比雪夫滤波器的传输函数在阻带内有等波纹的衰减，而巴特沃斯滤波器在阻带内衰减是平坦的，两者的传输特性决定了在相同的设计要求下，切比雪夫滤波器的响应速度比巴特沃斯滤波器要慢得多。为了增加直流侧滤波器频率较低谐波的衰减，需要增大Ap取值，这将增加切比雪夫滤波器的响应时间。在实验中切比雪夫滤波器需要120ms达到稳态，而巴特沃斯滤波器仅需40m即可达到稳态。

5.2巴特沃斯滤波器的响应特性在开环情况下通过改变调制比m改变输出电流I0，以验证滤波器的综合性能。调制比m数值由0.40.70.40.7，实验结果如图6所示。其中图的上半部分是滤波前的电流的波形，图的下半部分是滤波后的波形。限于篇幅略去了FFT的分析结果。经计算总谐波含量均小于0.5%。实验表明滤波器具有良好的滤波效果和响应速度。

5.3电感滤波与三阶滤波器的比较图7所示为电池端电压12.8V，变压器输出35V，直流侧采用三阶巴特沃斯滤波器和仅采用40mH电感滤波的实验波形。由于电感滤波时，PWM整流和电感是串联电路，因此无法进行滤波前后波形对照。但是因为图7a和图7b中除了滤波元件外，其他实验条件完全相同，因此电感滤波前的波形可以参考图7a中滤波前的波形。二者输出电流的频谱分析如图7c和图7d所示。从实验结果可以看出，三阶滤波器滤波电流频谱中6次及以上的谐波含量非常小。这是因为滤波器设计时以6次为阻带频率的起点；大于6次的谐波对应的衰减是按照频率的增大单调上升的直线。谐波次数越高，对应的衰减越大，因而6次及以上的谐波得到了很好的抑制。而电感滤波虽然对于最高次谐波的滤除效果接近三阶滤波器，但是总的谐波含量要大得多，这是因为电感滤波仅仅是利用元件“恒流”的原理减小电流纹波的缘故。因此三阶滤波器虽然所用两个电感远小于电感滤波时需要的电感值，但是滤波效果和响应速度要优于电感滤波。由实验还可以看出，由于电感的压降远大于滤波器压降，其损耗大于三阶滤波器，因此在相同的条件下，其输出电流仅为滤波器滤波的80%。用电桥法测量电感的内阻为0.14Ω，此结果进一步验证了仿真的结论。本实验证明，电流型PWM滤波器直流侧采用三阶巴特沃斯滤波器后，选用较小的电感值就能输出相对恒定的电流（谐波含量小于0.5%），达到大电感才能达到的滤波效果。而且由于滤波器两端的压降小于纯电感，因此损耗较小，能够输出更大的电流。

5.4实验误差分析分析实验结果，主要存在滤波电感的损耗和交流电压三相不平衡对实验结果造成的影响。（1）虽然实验结果可以达到低纹波的要求，但是其效果低于仿真预测。利用双桥法测量本实验用的电感，其电阻为0.1Ω左右。如同文献[5]验证，电感阻抗会影响滤波器的稳态滤波效果，是造成实验结果与仿真结果之间偏差的主要原因之一。但是动力蓄电池组充电电流在几十安至几百安[11]，所需电感导线直径较粗，直流电阻很小，对滤波器的传输特性造成的影响可以忽略不计。因此本文设计的滤波器可以满足实际电池组充电需要。（2）稳态电流的频谱中有大量的2次谐波存在。测量电源的三相电压，发现实验用电源存在三相不平衡的现象，而且三相电压均含有一定的3次谐波，这对实验的结果产生了一定的影响。研究表明三相不平衡时三相电流型PWM整流器直流电压会产生6、12、18等6的整数倍的特征谐波和2、4、8、10等次的非特征谐波。直流电压谐波导致整流器产生直流电流谐波，直流电流谐波通过PWM反过来又会影响整流器的交流电流波形，即三相电流型PWM整流器直流侧n次谐波电流经PWM控制后，将在整流器交流侧产生n+1次谐波电流[10]。对于电网电压不平衡状态下，可以通过对三相电流型PWM整流器适当的控制抑制2次谐波，目前已有针对电压型PWM的抑制直流侧2次谐波的研究[12,13]，但适用于电压型PWM整流器的方法有待于借鉴到电流型PWM整流器中。本文拟将这个问题作为后续问题继续展开深入的讨论和研究。

电压比较器篇9

【关键词】变压器、绕组变形、测量方法、频域响应法

1、 引言

变压器是电力工业中最重要、最昂贵的关键设备之一，随着电力系统朝着超高压、大电网、大容量、自动化方向发展，短路故障造成的变压器损坏事故呈上升趋势，严重威胁着系统的安全运行。当变压器在运行中遭受短路故障电流冲击时，绕组都将受到强大的径向力和轴向力的共同作用。变压器绕组初始故障的表现形式大多表现为绕组出现机械变形，发生鼓包、扭曲、移位等不可恢复的变形现象；其发展的典型形式是绝缘破坏，随后出现饼间击穿、匝间短路、主绝缘放电或完全击穿。变压器绕组发生变形后，即使没有立即损坏，也有可能留下严重的故障隐患。

2、 变压器绕组变形的定义

由于绝缘垫块和夹件是受电动力作用的，其设计应符合运行状况下的要求。当变压器遭受巨大短路电流冲击时，线圈必然产生很大的电动力，变压器线圈上的电动力，理论上可分为轴向力和径向力。当径向电动力超过其屈服点时，结果可能导致线圈永久性变形，出现经常见到的梅花状和鼓包状绕组变形现象。当轴向电动力过大时，结果可能使线段和线匝在竖直方向弯曲，压缩线段间垫块，并传到铁轭。出现绕组弯曲，垫块松动脱落和压板、夹件损坏等现象，严重的发生铁轭变形。变压器在运行中产生突发性短路时，变压器绕组初始故障大多表现为内绕组发生各种形式的变形，随后发展为绝缘破坏、匝间短路等。而一般绕组发生变形时，只是绝缘距离发生改变，固体绝缘受伤，绕组机械性能下降等，并不一定立即出现损坏。

3、 变压器绕组变形的检测方法

1） 离线主要方法

（1） 阻抗法

此方法由苏联首先提出，是通过测量工频电压下变压器的短路阻抗或漏抗来反映绕组的变形和移位及匝间开路和短路等缺陷。漏抗实质上是散步在变压器绕组与绕组之间、绕组内部及绕组与油箱之间的漏磁通形成的感应磁势的反映，由于一般大型变压器绕组电阻比漏抗小得多，因此阻抗可以反映漏抗的变化，并且测量绕组的阻抗比测量漏抗易于实现。

（2） 低压脉冲法

低压脉冲法相当于一个小的冲击截波，其峰值电压在70～500V之间，半峰值持续时间为1us，且波形有过零振荡，振荡峰值为标准脉冲值的1/4，频率响应曲线为负指数函数曲线，其灵敏度与脉冲陡度、幅值有关。低压脉冲法因幅值和陡度的重复性较差，在不同频域段上的灵敏度变化不一，且呈现非线性，加上对数据的采集系统要求很高，不便采用通用的数据采集系统进行分析。

（3） 频率响应法

应用频率响应分析法检测变压器绕组变形最早是由加拿大的Dick 提出[7] ，20 世纪90 年代初我国开始研究频率响应分析法检测变压器绕组变形[8] 。

1 频率响应分析法原理

当频率较高时，变压器绕组视为一个由线性电阻、电感（互感） 、电容等分布参数构成的无源线性双口网络。该网络的传递函数 H （jω） 的极点和零点分布与网络内部的元件参数密切相关。绕组发生局部机械变形后其内部的电感、电容分布参数必然发生相对变化，绕组的传递函数也会相应变化，即网络的频率响应特性发生变化。

2 变压器绕组频率响应的测量

通常将扫频的频率范围选为 1 kHz ～1 MHz，这是因为变压器绕组的频率响应特性通常具有以下特征：当频率< 1 kHz 时，其频率响应特性受绕组电感、铁心及铁心中剩磁影响 ，谐振点通常较少，对分布电容的变化不够敏感；当频率> 1MHz 时，绕组的电感又被分布电容所旁路，谐振点相应减少，对电感的变化不够敏感；且随着频率的升高，测试回路（引线） 的杂散电容对测试结果造成明显影响；在1 kHz～1 MHz 范围内，绕组的分布电容和电感均发挥作用，其频率响应特性具有较多的谐振点，能反映出绕组分布电感、电容的变化。

3 频率响应曲线的分析

目前对频率响应的分析方法主要是基于幅频响应曲线的分析，即是对绕组的幅频响应曲线进行纵、横向比较。通过曲线上的谐振频率的偏移、消失或产生来判断绕组变形故障。纵向比较法是对同一台变压器、同一绕组、同一分接开关位置、不同时期的幅频响应特性进行比较，根据幅频响应特性的变化判断变压器的绕组变形。横向比较法是比较变压器同一电压等级的三相绕组幅频响应特性，必要时借鉴同一制造厂在同一时期制造的同型号变压器的幅频响应特性，判断变压器绕组是否变形。在使用三相间频率响应比较时，应注意频率响应曲线的可比

性，得出了各类变压器线圈相间相似程度的总体情况：110 kV 降压变压器，各侧绕组的相间相关性较好；220 kV 降压变压器带平衡绕组者，相间相似性差，其低压绕组最为突出；不带平衡绕组的220 kV 降压变压器，各侧绕组相间的相似性较好。

（1） 幅频响应

通过幅频响应曲线判断绕组变形的关键是认识曲线上波峰波谷的位移、谐振频率的产生或消失对应绕组的何种变形。因在不同的频段，绕组等效电路中电感和电容占的主导作用不同，使绕组的某些变形往往只涉及到频率响应曲线的部分频段上的变化，所以通常将整个频段分为高、中、低频段分析。各频段的划分方法有2 种： ①用频率的固定值划分各频段，有些学者将100 kHz 和600 kHz 作为低中频和中高频的划分频率，有些学者也有将10 kHz和600 kHz 作为低中频和中高频的划分频率； ②考虑到各频段的变化主要是由该段上的极点变化引起，采用了等分极点法，将测试频域按极点数分为3 段，使每段包含的极点数相同。

2） 在线方法

短路电抗法是基于变压器短路阻抗中的电感分量与绕组几何尺寸及相对位置有关，通过在线检测变压器短路电抗来分析绕组的变化状况。短路电抗与绕组结构的关系为变压器短路阻抗是当负载阻抗为零及负载电流为额定值时变压器内部的等效阻抗。短路阻抗的电抗分量，即短路电抗，也称漏电抗。变压器绕组的漏电抗由纵向漏电抗和横向漏电抗2部分组成。一般横向漏电抗在纵向漏电抗小得多。横向漏电抗和纵电抗其电抗值都是由绕组的几何尺寸及相互位置所决定的。即在工作电源频率一定的情况下，变压器的短路电抗是由绕组的结构所决定的。当一台变压器绕组变形，几何尺寸及位置发生变化时，其短路电抗值也会变化，若运行中的变压器受到了短路电流的冲击，为了检查其绕组是否变形，可将短路前后的短路电抗值加以比较来判断。若短路后的短路电抗值变化很小，则可认为绕组没有变形；若变化较大，则可认为绕组有显著变形。依有关标准规定，变压器在进行短路容量耐受试验前后，要求测量每一相的短路电抗，并把试验前后所测量的电抗值加以比较，根据其变化的程度，作为判断变压器绕组是否变形的重要依据。

参考文献：

[1] Vandermaar A J ， Wang M ， Srivastava KD . Review of condition assess2

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Magazine ， 2002 ，18（6） ：12225.

[2] 姚森敬. 横向比较法在变压器绕组变形测试中的应用[J ]. 广东电力，2000 ，13（4） ：11214

电压比较器篇10

英那河水源泵站位于庄河市的英那河水库下游400m处，在大连市的东北部，距市中心180km。英那河泵站是大连市引英入连供水应急工程的头部工程，通过水泵加压经109.18km的DN1800钢管输水至洼子店受水池，以解决大连市城市居民生活及工业用水紧张的局面。泵站扬程H=109.45m，水库最低水位为60m，水库多年平均水位为73.80m，正常高水位为79.10m。水库水位高差为13.80m，为了充分利用水库位能，以降低运转费用，达到节约能源的目的，确定英那河水源泵站水泵采用变频调速设备。

泵站分两期建设，一期供水规模33 万吨/日，水泵3台，2 用1备，2台工作泵配套电机功率为2750kW，采用变频调速装置;备用泵配套电机功率为2800kW，不调速;系统额定电压为10kV。

二期供水规模25万吨/日，再上2台泵，配套电机功率为2750kW，2台都采用变频调速装置。

2 几个知名公司变频器的性能比较

变频调速装置根据输出电压的调节方法分为2种:

(1) 改变脉冲宽度比例的调节方法，称为PWM脉宽调制方法

(2) 改变输出电压幅值的调节方法，称为PAM脉冲幅值调制方法

最近10几年来，随着高电压、大容量全控型器件的发展，在水泵类的调速应用上脉宽调制方法的变频调速装置已基本上占据了主导地位。所以，只对采用PWM脉宽调制方法的变频调速装置进行了调研，也向一些专家进行了咨询。调研的对象主要是针对几个在中国市场上销售的知名公司和有特色的公司。笔者根据调查、研究和应用实践，对其产品的性能及应用作出了比较。

2.1 Siemens公司的高压IGBT三电平大容量变频器(SIMOVERT MV)

Simovert MV电压源型系列变频器采用了基于电压空间矢量调制原理的三电平技术，高性能矢量控制(VC)技术以及全数字无速度传感器控制技术。变频器的整流部分是由2个功率相同的三相整流桥系统组成，形成12脉冲，从而保证网侧电源反馈谐波较小，并使电机受到较小的冲击。变频器的逆变部分是由IGBT和钳位二极管形成的三电平的电压源逆变器。原理接线见图1。

主要技术特点为:输入侧设置变频传动变压器，三卷变压器二次侧分别采用Δ/Δ/Y接线，等效12脉冲整流使得电源输入侧谐波大为降低，在逆变器侧采用了大功率半导体全控器件－高压IGBT，逆变器采用三电平PWM控制。变频传动变压器与变频器柜是分体的，功率元件是HV-IGBT，输出频率范围是0~150Hz。冷却方式:风冷水冷可任选。

不足之处:输出电压特性具有低谐波分量，当与Siemens生产的电机配套使用时，可直接应用，在选用其他厂商生产的电机时，需要一个输出滤波电抗器。IGBT具有快速的开关性能，但在高压变频中其导通损耗大，变频装置的发热是个不能轻视的问题，大容量的变频装置应采取强排风措施。

2.2 ROBICON公司采用低压IGBT的多重式、多级串联高压变频器

主要原理是利用输入隔离变压器得到多组低压工频电压，采用多级低压小功率IGBT的PWM变频单元，分别进行整流、滤波和逆变，串联叠加得到高压三相变频输出。罗宾康采用功率单元串接的新型结构方式，将几个低压的PWM功率单元串接组成中、高压变频器，较好的解决了一般6脉冲或12脉冲变频器不可避免的谐波干扰问题，这样无需额外加装消谐滤波装置，同时也可选用国产普通电机，这样将提高性能价格比。原理接线见图2。

主要技术特点为:电源侧谐波非常小，对电网污染很小，由于采用了多重化的脉宽调制技术，输出谐波更小，几乎可认为是正弦波，称作完美无谐波，不用考虑因谐波引起的转矩脉动及电机发热、噪音问题。采用多重化的技术，使用功率元件的数量大为增加。功率单元可选择旁路，可让用户在一个功率单元故障的情况下继续运行变频，无需马上停机。输入隔离变压器(干式变压器)与变频器的功率单元柜可并柜，功率元件是LV-IGBT，功率元件的电压等级是690V。输出频率范围是0~150Hz。

不足之处:使用的功率单元及功率器件数量相比比较多，可能故障的环节就相对的多一些，可靠性比使用功率元件的数量少的差，如果处理不及时，易造成功率元件“雪崩”似的故障。采用风冷时，噪声比较大。

对电机绝缘没有特殊要求，可适用于任何电机，而不用配置输出滤波电抗器。

2.3 北京利德华福公司采用低压IGBT的单元串联多电平高压变频调速器(HARSVERT)

原理与ROBICON基本相同。该公司是依托清华大学国家重点实验室的一流技术基础进行开发、研究、生产变频器的。

主要技术特点:与ROBICON基本相同，二者电路结构大同小异。只是他们采用的IGBT功率元件的耐压不同，所用的逆变器数量也不同。适配电机额定电压可达10kV。目前，生产输出电压为10kV的变频装置的公司比较少，因国外3kV电压等级用的较多，他们可能不太注重开发10kV的变频装置。

不足之处:使用功率元件的数量相比稍多，可能故障的环节就相对的多一些。采用风冷时，噪声比较大。IGBT具有快速的开关性能，但在高压变频中其导电损耗高，变频装置的发热是个不能轻视的问题。因其为国内公司研究开发的，应用时间不长，运行经验较少。尤其是适配电机功率达到2750kW的大容量高压变频器。

与国外同容量的变频装置相比价格占有优势。对电机没有特殊要求，可适用于任何电机，而不用配置输出滤波电抗器。

可直接适用于旧设备的改造，无须输出滤波器就可使输出电缆长度很长。对于原有10kV电机的，如果还利用原电机，则用HARSVERT的变频器比较合适。如果用其他的变频器，要配升压变压器将6kV升到10kV。

2.4 ABB公司采用IGCT的三电平大容量变频器(ACS1000)

IGCT(Integrated Gate Commutated Thyristor)是90年代在晶体管技术的基础上结合了GTO和IGBT技术开发的大功率新型器件，与IGBT相比，它开关快速，开通能力强、存储时间短、开关导电损耗较低。为减小引线电感，其管芯必须与门驱动电路集成安装、整体更换。IGCT由于其导通压降低，损耗低，比IGBT更适合于高电压、大容量使用。目前使用的IGCT元件电压等级最大做到4.5kV，接线原理与SIEMENS的高压IGBT三电平大容量变频器(SIMOVERT MV)基本相同，只是采用的元件不同，不需要元件串、并联。IGCT器件耐压等级提高以后，它将是构成大功率和超大功率高压变频器的优选功率器件。

主要技术特点为:输入侧设置变频传动变压器，三卷变压器二次侧分别采用Y、Δ接法，等效12脉冲整流使得电源输入侧谐波大为降低。变频传动变压器与变频器柜是分体的，功率元件是HV-IGCT，输出频率范围是0~150Hz，逆变器采用三电平PWM控制。采用了DTC-直接转矩控制专利技术，直接转矩控制(DTC)是交流传动中最佳的电动机控制方法，可以对电动机所有的关键变量进行直接控制。 表1

SIEMENS ABB ROBICON 利德华福 技术原理 三电平PWM 三电平PWM 多重化-PWM 多重化-PWM 逆变功率元件 HV-IGBT IGCT LV-IGBT IGCT 对4.16kV的变频器，

逆变器中需用功率

元件个数 12个高压IGBT6个钳位二极管 12个IGCT 60个低压 IGBT 输入变压器 三绕组变频整流变压器 三绕组输入隔离变压器 一体化干式多绕组变压器 一体化干式多绕组变压器 功率因数 ≥96%

≥95%(调速范围内) ≥95% 95%(＞20%负载) 变频器本身效率 ≥98.5%(额定工作点) ≥98% ≥98.5%(调速范围内) ≥95%(额定负载下) 谐波输出 有低谐波分量 有输出正弦滤波器，谐波含量极小 谐波非常小 谐波非常小 最高输出频率 150Hz 66Hz(可选122Hz) 120Hz 120Hz 逆变器电平数 3 3 11 多电平 适配电机 西门子电机最佳其他厂商的电机要另加输出滤波器 可与标准的鼠笼型电机配用 可与任意厂商生产的交流鼠笼型电机配用 可与任意厂商生产的交流鼠笼型电机配用 电机电压(kV) 2.3 3.3 4.16 6 2.3 3.3 4.16 2.3 3.3 4.16 6 3 6 10 电机功率范围 800~4000kW 315~5000kW 400~7500kW 300~4000kW 初投资价格(同容量) 高 高 高 低不足之处:IGCT元件需要的触发电路要比IGBT元件所需要的触发电路复杂、触发功率大。当适配电机功率超过1800kW时，变频装置需要采用水冷，整套设备占地面积比较大。因对冷却循环水的水质有要求，要加一套净化水设备。实际上，运行人员更习惯于用风冷，也更喜欢用风冷。由于IGCT器件耐压的限制，某些型号的三电平变频器至今尚无输出电压6000伏规格的产品。

表1为4家中压大容量变频装置特性比较。

3 结论

综合各方面因素，经过招标，最后采用的是SIEMENS变频装置(6SE8033-1CA01)和配套电机(1RQ4562-6JV40)。

此规格变频器在欧洲已有应用，在国内水行业中还是头次应用，取得了一些经验。

(1)该工程于2000年10月开始设计，2001年7月一次通水成功，现已运行将近2年时间。通过这段时间的运行看，该泵站运行安全稳定，节能效果显著。根据最典型的应用工况，一期各方案经济比较见表2。

从表2分析结果知，b方案为最优方案，即2台调速泵方案最优。其次方案为a方案，即一台调速与一台恒速泵并联方案。虽然a方案的设备投资比b方案少425万元，但a方案比b方案一年的运行费用多108.84万元，这样b方案3.9年所省的运行费，即可抵消掉其设备所增加的投资，即静态回收期为3.9年。

从表2还可看出全调方案与阀调节方案的比较其节能效果:水位控制变频调速技术为泵站一年省电费378.25万元(一期工程)， 静态回收期为2.25年。(注:上述的计算只是针对水库多年平均水位，电费按0.50元/度计算)

通过几年来的运行表明，在大型地表水厂的送水泵房中采用大功率变频器(水行业中最大单机容量2800 kW)，虽然一次性投资较大，但是长期运行节能效果非常明显，特别是在较大产水量的情况下，节能效果更加明显，值得推广。

(2) 通过这段时间的运行看，其不足之处有以下几点:

a) 变频装置的进线断路器要具有失压脱扣功能。

当控制电源没有时，不论高压工作电源是否故障，都要跳开进线断路器，使变频装置断开工作电源。此时，当变频装置恰巧发生故障时的跳闸，对变频装置起到了保护的作用。而当变频装置无故障时的跳闸，易额外产生水锤效应，水锤效应具有极大的破坏性:压强过高处，将引起管子的破裂;反之，压强过低处又会导致管子的瘪塌，对供水管线产生危害。此外，水锤效应也可能损坏阀门和固定件，对泵站厂房产生危害，易淹泵房。如何解决这个问题并获得认可，值得研究。

b) 大容量的变频装置的发热是个不能轻视的问题。

从目前使用来看，发热比较厉害，尤其夏季环境温度比较高的时候。对变频装置采取了强排风措施，但排风扇产生的噪声比较大，相应的要采取隔音措施。如何解决大功率高压变频器发热和噪声，将是变频器生产厂家迫切解决的问题。

参考文献