逆变电源十篇

逆变电源篇1

近年来,我国上海、广州和北京等城市引进的地铁车辆上,辅助电源均采用了静止式辅助逆变电源。广州地铁和上海地铁2#线为IGBT辅助逆变电源;北京“复八线”为GTO热管散热器自冷式辅助逆变电源。因此开发和研制地铁车辆静止式辅助逆变电源实现国产化是发展我国城市轨道交通的必然趋势。静止式辅助逆变电源与传统的电动发电机组供电方式的比较如下:

(1)静止式辅助逆变电源直接从地铁动车第三轨受电,经过DC/DC斩波变换后向三相逆变器提供稳定的输入电压,通过VVVF变频调压控制,逆变器输出三相交流电压向负载供电,对于多路输出电源,电路采用变压器隔离形式。这种辅助逆变电源的优点是输出电压品质因数好、电源使用效率高、工作性能安全可靠。

(2)传统地铁辅助电源通常采用旋转式电动发电机组的供电方案。电动机从DC750V第三轨受电,发电机输出三相交流电压向负载供电,对于直流DC110V和DC24V部分用电设备,仍需通过三相变压器和整流装置提供电源。这种供电方式机组体积大、输出容量小、效率低,电源易受直流发电机组工况变化的影响,输出电压波动大,可靠性差。

2地铁车辆辅助电源系统方案比较

下面针对DC750V地铁车辆上几种常用的辅助逆变电源电路结构方案,进行分析和比较。211直接逆变方式图1是地铁车辆辅助逆变电源最简单的基本电路结构形式。开关元器件通常可采用大功率GTO,IGBT或IPM。辅助逆变电源采用直接从第三供电轨受流方式,逆变器按V/f等于常数的控制方式,输出三相脉宽调制电压向负载供电。这种电路的特点是电路结构简单、元器件使用数量少、控制方便,但缺点是逆变器电源输出电压容易受电网输入电压的波动影响,输入与输出不隔离,输出的电压品质因数差、谐波含量大、负载使用效率低。

图1直接逆变辅助电源电路结构原理图

212斩波降压逆变方式

斩波降压加逆变方式的辅助电源电路结构如图2所示。此电路主要由单管DC/DC斩波器、二点式逆变器、三相滤波器、隔离变压器和整流电路组成。逆变器输出经过三相滤波后,输出稳定的正弦三相交流电压,作为驱动空调机、风机等三相交流负载电源,同时三相交流电压经变压器和整流后,可实现电源的多路直流输出。其特点如下。

(1)三相逆变器输出电压不受输入电网电压波动的影响,DC/DC斩波的闭环控制可以保持逆变器输入电压的恒定。

(2)每台辅助逆变电源斩波器只需一只大功率高压IGBT元件,逆变器可以采用较低电压的IGBT元件。

(3)由于逆变器输入电压恒定,对于只要求CVCF控制的逆变器来说,只需要一定数量的梯波输出,即可保证逆变器输出稳定的脉宽调制电压,谐波含量小于5%。

(4)斩波器分散布置在每台车的电源上,机组结构统一。对于供电网,虽然每台电源斩波的开关频率相同,但它们之间的斩波相位差是随机的,同样可实现斩波器多相多重斩波作用。

(5)隔离变压器的使用实现了电网输入与输出负载之间的电气隔离。

图2斩波降压逆变方式电路结构原理图

213两重斩波降压逆变方式

与单管直接DC/DC斩波降压逆变方式的辅助电源电路基本相同,两重斩波器替代了DC/DC单管斩波器,开关元器件可采用GTO、IGBT或IPM。电路结构原理图如图3所示。其特点如下。

(1)采用两重斩波器,当上、下两个斩波器控制相位互相错开180°时,可以使斩波器的开关频率相应提高一倍,因而可大大减小滤波装置的体积和重量,降低逆变器中间直流环节电压的脉动量,提高辅助逆变电源的抗干扰能力。

(2)两重斩波器闭环控制起到了稳压和变压作用,因此可提高逆变器的输出效率。

(3)两重DC/DC斩波器与单管斩波器相比,开关元器件和斩波器的附件多了一倍,但管子的耐压可降低一半,提高了元件的使用裕度和设备的安全可靠性。

(4)直流供电网与负载之间的变压器隔离以及相应设计的滤波器,可以保证逆变器输出的三相交流电压谐波最小,且可降低对负载过充电压的影响,提高负载的使用寿命。

图3两重斩波降压逆变方式电路结构原理图

214升降压斩波逆变方式

图4为升降压斩波加逆变的地铁辅助电源电路结构原理图,前级斩波由一个平波电抗器及两个开关管、二极管和储能电抗器构成,升降压斩波器本质上相当于两相DC/DC直流变换器,控制系统采用PWM控制方式。两个开关管交替通断,按输出电压适当地控制脉冲宽度,可以获得与输入电压相反的恒定直流输出电压。后级逆变输出由两点式三相逆变器和三相滤波器组成。斩波器和逆变器开关元器件可采用GTO或IGBT,IPM等。此电路的特点是:电网电压的波动不影响斩波器输出电压的恒定稳定,当电网电压高于斩波器输出电压时,斩波器按降压斩波控制方式工作;当电网电压低于斩波器输出电压时,斩波器按升压斩波控制方式工作。两个开关管的交替导通和关断,提高了斩波开关频率,降低了储能电抗器体积和容量以及开关器件的电压应力,减小了输出电压的脉动量。

图4升降压斩波逆变方式电路结构原理图

3地铁辅助逆变电源的开发与研制

铁道科学研究院机车车辆研究所早在20世纪80年代末,已开始采用先进的变流控制技术和新型大功率GTO和IGBT元器件,开发车载电源产品。先后研制出大功率GTO斩波器、两象桥式IGBT斩波器、驱动大功率直线电机和地铁车辆的车载IGBT逆变器。1999年研制客车DC600V供电系统的空调逆变电源,并于当年6月在铁道部四方车辆研究所通过了性能试验,9月在武昌车辆段K79/80上装车运行。

逆变电源篇2

1 　引　言

      近年来, 我国上海、广州和北京等城市引进的地铁车辆上, 辅助电源均采用了静止式辅助逆变电源。广州地铁和上海地铁2# 线为IGBT 辅助逆变电源; 北京“复八线” 为GTO 热管散热器自冷式辅助逆变电源。因此开发和研制地铁车辆静止式辅助逆变电源实现国产化是发展我国城市轨道交通的必然趋势。静止式辅助逆变电源与传统的电动发电机组供电方式的比较如下:

(1) 静止式辅助逆变电源直接从地铁动车第三轨受电, 经过DC/ DC 斩波变换后向三相逆变器提供稳定的输入电压, 通过VVVF 变频调压控制, 逆变器输出三相交流电压向负载供电, 对于多路输出电源, 电路采用变压器隔离形式。这种辅助逆变电源的优点是输出电压品质因数好、电源使用效率高、工作性能安全可靠。

(2) 传统地铁辅助电源通常采用旋转式电动发电机组的供电方案。电动机从DC750V 第三轨受电, 发电机输出三相交流电压向负载供电, 对于直流DC110V 和DC24V 部分用电设备, 仍需通过三相变压器和整流装置提供电源。这种供电方式机组体积大、输出容量小、效率低, 电源易受直流发电机组工况变化的影响, 输出电压波动大, 可靠性差。

2 　地铁车辆辅助电源系统方案比较

      下面针对DC750V 地铁车辆上几种常用的辅助逆变电源电路结构方案, 进行分析和比较。211 　直接逆变方式图1 是地铁车辆辅助逆变电源最简单的基本电路结构形式。开关元器件通常可采用大功率GTO , IGBT 或IPM 。辅助逆变电源采用直接从第三供电轨受流方式, 逆变器按V/ f 等于常数的控制方式, 输出三相脉宽调制电压向负载供电。这种电路的特点是电路结构简单、元器件使用数量少、控制方便, 但缺点是逆变器电源输出电压容易受电网输入电压的波动影响, 输入与输出不隔离, 输出的电压品质因数差、谐波含量大、负载使用效率低。

图1 　直接逆变辅助电源电路结构原理图

212 　斩波降压逆变方式

      斩波降压加逆变方式的辅助电源电路结构如图2 所示。此电路主要由单管DC/ DC 斩波器、二点式逆变器、三相滤波器、隔离变压器和整流电路组成。逆变器输出经过三相滤波后, 输出稳定的正弦三相交流电压, 作为驱动空调机、风机等三相交流负载电源, 同时三相交流电压经变压器和整流后, 可实现电源的多路直流输出。其特点如下。

(1) 三相逆变器输出电压不受输入电网电压波动的影响, DC/ DC 斩波的闭环控制可以保持逆变器输入电压的恒定。

(2) 每台辅助逆变电源斩波器只需一只大功率高压IGBT 元件, 逆变器可以采用较低电压的IGBT 元件。

(3) 由于逆变器输入电压恒定, 对于只要求CVCF 控制的逆变器来说, 只需要一定数量的梯波输出, 即可保证逆变器输出稳定的脉宽调制电压, 谐波含量小于5 % 。

(4) 斩波器分散布置在每台车的电源上, 机组结构统一。对于供电网, 虽然每台电源斩波的开关频率相同, 但它们之间的斩波相位差是随机的, 同样可实现斩波器多相多重斩波作用。

(5) 隔离变压器的使用实现了电网输入与输出负载之间的电气隔离。

图2 　斩波降压逆变方式电路结构原理图

213 　两重斩波降压逆变方式

      与单管直接DC/ DC 斩波降压逆变方式的辅助电源电路基本相同, 两重斩波器替代了DC/ DC 单管斩波器, 开关元器件可采用GTO 、IGBT 或IPM 。电路结构原理图如图3 所示。其特点如下。

(1) 采用两重斩波器, 当上、下两个斩波器控制相位互相错开180°时, 可以使斩波器的开关频率相应提高一倍, 因而可大大减小滤波装置的体积和重量, 降低逆变器中间直流环节电压的脉动量, 提高辅助逆变电源的抗干扰能力。

(2) 两重斩波器闭环控制起到了稳压和变压作用, 因此可提高逆变器的输出效率。

(3) 两重DC/ DC 斩波器与单管斩波器相比, 开关元器件和斩波器的附件多了一倍, 但管子的耐 压可降低一半, 提高了元件的使用裕度和设备的安全可靠性。

(4) 直流供电网与负载之间的变压器隔离以及相应设计的滤波器, 可以保证逆变器输出的三相交流电压谐波最小, 且可降低对负载过充电压的影响, 提高负载的使用寿命。

图3 　两重斩波降压逆变方式电路结构原理图

214 　升降压斩波逆变方式

      图4 为升降压斩波加逆变的地铁辅助电源电路结构原理图, 前级斩波由一个平波电抗器及两个开关管、二极管和储能电抗器构成, 升降压斩波器本质上相当于两相DC/ DC 直流变换器, 控制系统采用PWM 控制方式。两个开关管交替通断, 按输出电压适当地控制脉冲宽度, 可以获得与输入电压相反的恒定直流输出电压。后级逆变输出由两点式三相逆变器和三相滤波器组成。斩波器和逆变器开关元器件可采用GTO 或IGBT , IPM 等。此电路的特点是: 电网电压的波动不影响斩波器输出电压的恒定稳定, 当电网电压高于斩波器输出电压时, 斩波器按降压斩波控制方式工作; 当电网电压低于斩波器输出电压时, 斩波器按升压斩波控制方式工作。两个开关管的交替导通和关断, 提高了斩波开关频率, 降低了储能电抗器体积和容量以及开关器件的电压应力, 减小了输出电压的脉动量。

图4 　升降压斩波逆变方式电路结构原理图

3 　地铁辅助逆变电源的开发与研制

逆变电源篇3

关键词：逆变；焊接电源；焊接技术

DOI：10.16640/ki.37-1222/t.2017.08.027

进入21世纪以来，社会正经历着多个方面的共同改革，其中不仅仅有基础的计算机技术和网络技术改革，还伴随着一定的信息技术改革，并且出现了最为先进的智能控制技术。而其中的很多内容都对焊接领域造成了最为直接的影响，同时带动了所有科学领域的全面发展，使得他们的研究方向有了本质上的改善。在焊接领域的发展当中，本身已运用了一定的新技术，而这些新技术的运用，除了给焊接领域形成了较大的发展空间，还使得焊接学科面临着新时代的各种挑战。而在焊接技术发展的过程中，出现了相当多的先进技术和材料。而焊接结构也在这个时期朝着全新的方向进行发展，整体的质量变得相当轻，而且体积也十分小，强度反而变得更高。此外，由于国内微电子技术和航天领域的不断发展，使得焊接技术必须具有较为稳定且焊接的飞溅必须十分小的特征，整体的质量也需要相当可靠，而这样的状况对整个焊接电源形成全新的发展要求[1]。

1 逆变焊接电源的发展状况

伴随着时代的发展，现代的自关断器件不断的增加，而其功率也在不断的提升当中，甚至涌现出了一些价格低效率高的开关器件，而在这些器件的驱动下，其中的保护模块进行了迅速的更新。弧焊逆变器属于当前时代的全新逆变器，其经历了最初的晶体管弧逆变器，一直发展到了现如今的效益晶体弧焊逆变器，并衍生出测全新的IGBT逆变器。而国际上相当有名的焊接公司都对这一逆变器进行了研究，并且将逆变焊机作为主要的研究对象和产品研制，尤其是西方国家，对于逆变焊机的市场争夺相当激烈。而我国现阶段的逆变焊机种类也十分多，其中不仅有基础的晶体管和场效应晶体管，而且包括了IGBT，它们被广泛的应用到了手弧焊机、CO2焊机和空气离子切割机当中。

现阶段，我国的产品发展已将IGBT作为了最为主要的逆变器发展方向，并且对于其中的产品优化有了相当大的关注度，已在当前的市场当中进行了全面的推广和应用。所出售的逆变焊机主要是小功率的逆变焊机，而对于大功率的逆变焊机开发，国内仍然没有较好的策略，并且相比于国外的逆变电源，国内依然有着相当大的差距。而且逆变技术的应用在焊接的领域当中还包括了电阻焊电源。通常而言逆变点焊机所包括的变压器十分小，而可以控制的精确度却相当高，能够用在实际的精密焊接当中具有相当大的发展潜力。伴随着80时代出现了逆变点焊机，西方国家项目推出了各种各样的焊接产品，并且广泛的应用在汽车、电子产品等领域，逐步建立起了以逆变点焊机器人为主的焊装线，使得逆变电阻和逆变电源能够投入实际的使用当中。

逆变电焊机主要被应用在较小功率的焊接当中，并且小功率的焊接点往往都会在实际的电子工业应用当中。但是逆变电源的发展依旧不成熟，需要进行深层次的研究和开发。而很多的逆变电源本身的体积十分小，重量也比较轻，能够实现较高的节能省材效果，由于整体的工作频率相当高，因而还需要具有较高的反应速度，进而实现良好的输出，切实改善整体的焊接工艺。因而在以后的发展当中，需要将逆变电源完全的运用在自动化和半自动化的焊接设备当中，进而使得更多的焊接设备在选择配套电源的时候选用逆变焊接电源[2]。

2 逆变焊接电源以及相关技术的发展

2.1 基础的开关元件优化

对于弧焊逆变器而言，功率开关元件属于它的核心部件，而且它对于逆变电源的基础设计和性能优化有着最为直接的影响。伴随着功率开关元器件的不断发展，弧焊逆变器成为了新时期主要的焊接工具，并且在功率开关元器件的基础上，进行着深层次的开发和优化。而它的多样化发展也使得逆变焊机能够进行多种容量以及特性上的开发，进而使得功率元器件可以朝着多样化的方向发展。而在这个时候，要想提高整个逆变电源的可靠性，必然需要选择一些性能较好、可靠性较好的开关元器件，进而简化当前逆变电源当中的电路设计，充分解决现阶段的逆变焊机大功率的设计难点，进而提高逆变电源的可靠性。从当前的功率元器件发展来看，晶体管式的弧焊逆变器将会逐渐的退出市场，并且完全被最新的IGBT弧焊逆变器所代替。而功率的开关元器件也在这个时期朝着相当高的容量化和集成化发展，并且所具有的功能会相当多，很容易实现完全的控制。

2.2 磁性材料的相关发展

在高频率的弧焊逆变器当中，经常会使用到一定的磁性器件，而这些磁性器件往往有着相当多的全新特点，并且磁性电流往往都是一些非正弦的，其中的磁化效果很可能并不是对称的。而在某些电路当中需要采取一定的去磁措施，如果磁性材料在较高的频率当中运行，则其中的结构以及设计工艺都需要进行深层次的完善，而对于这一方面的内容，我国并没有很好的了解还需要进行深层次的拓展。最后，由于大功率弧焊逆变器在使用的过程中，经常会运用到高频率的变压器，而它的磁化工作本身不太对称，因而对于变压器的要求相当高。

3 结语

逆变焊接电源以及相关的焊接技术在时代的发展当中，必然会得到最为广泛的应用，并为当前的焊接产生最为高效的推动作用。

参考文献：

逆变电源篇4

引言

电源是电子设备的动力部分,是一种通用性很强的电子产品。它在各个行业及日常生活中得到了广泛的应用，其质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性,其转换效率的高低和带负载能力的强弱直接关系着它的应用范围。方波逆变是一种低成本，极为简单的变换方式，它适用于各种整流负载，但是对于变压器的负载的适应不是很好，有较大的噪声。

本文依据逆变电源的基本原理，利用对现有资料的分析推导,提出了一种方波逆变器的制作方法并加以调试。

1 系统基本原理

本逆变电源输入端为蓄电池（＋12V，容量90A·h），输出端为工频方波电压（50Hz，310V）。其结构框图如图1所示。

目前，构成DC/AC逆变的新技术很多，但是考虑到具体的使用条件和成本以及可靠性，本电源仍然采用典型的二级变换，即DC/DC变换和DC/AC逆变。首先由DC/DC变换将DC12V电压逆变为高频方波，经高频升压变压器升压，再整流滤波得到一个稳定的约320V直流电压；然后再由DC/AC变换以方波逆变的方式，将稳定的直流电压逆变成有效值稍大于220V的方波电压；再经LC工频滤波得到有效值为220V的50Hz交流电压，以驱动负载。

2 DC/DC变换

由于变压器原边电压比较低,为了提高变压器的利用率,降低成本,DC/DC变换如图2所示，采用推挽式电路，原边中心抽头接蓄电池，两端用开关管控制，交替工作，可以提高转换效率。而推挽式电路用的开关器件少,双端工作的变压器的体积比较小,可提高占空比,增大输出功率。

双端工作的方波逆变变压器的铁心面积乘积公式为

AeAc=Po(1＋η)/(ηDKjfKeKcBm) （1）

式中：Ae(m2)为铁心横截面积；

Ac(m2)为铁心的窗口面积；

Po为变压器的输出功率；

η为转换效率；

δ为占空比；

K是波形系数；

j(A/m2)为导线的平均电流密度；

f为逆变频率；

Ke为铁心截面的有效系数；

Kc为铁心的窗口利用系数；

Bm为最大磁通量。

图3

变压器原边的开关管S1和S2各采用IRF32055只并联，之所以并联，主要是因为在逆变电源接入负载时，变压器原边的电流相对较大，并联可以分流，可有效地减少开关管的功耗，不至于造成损坏。

PWM控制电路芯片SG3524，是一种电压型开关电源集成控制器,具有输出限流,开关频率可调,误差放大,脉宽调制比较器和关断电路,其产生PWM方波所需的线路很简单。当脚11与脚14并联使用时,输出脉冲的占空比为0～95％,脉冲频率等于振荡器频率的1/2。当脚10（关断端）加高电平时,可实现对输出脉冲的封锁,与外电路适当连接,则可以实现欠压、过流保护功能。利用SG3524内部自带的运算放大器调节其输出的驱动波形的占空比D，使D>50％，然后经过CD4011反向后，得到对管的驱动波形的D

3 DC/AC变换

如图3所示，DC/AC变换采用单相输出，全桥逆变形式，为减小逆变电源的体积，降低成本，输出使用工频LC滤波。由4个IRF740构成桥式逆变电路，IRF740最高耐压400V，电流10A，功耗125W，利用半桥驱动器IR2110提供驱动信号，其输入波形由SG3524提供，同理可调节该SG3524的输出驱动波形的D

图4

IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因而它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。

IR2110的内部结构和工作原理框图如图4所示。图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，在实际电路里，该端接用户的保护电路的输出。HO和LO是两路驱动信号输出端，驱动同一桥臂的MOSFET。

IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。VB和VS之间的电容为自举电容。自举电容电压达到8.3V以上，才能够正常工作，要么采用小容量电容，以提高充电电压，要么直接在VB和VS之间提供10～20V的隔离电源，本电路采用了1μF的自举电容。

为了减少输出谐波，逆变器DC/AC部分一般都采用双极性调制，即逆变桥的对管是高频互补通和关断的。

4 保护电路设计及调试过程中的一些问题

保护电路分为欠压保护和过流保护。

欠压保护电路如图5所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器SG3524的脚10关断端输出高电平，停止驱动信号输出。

图5中运算放大器的正向输入端的电压由R1和R3分压得到，而反向输入端的电压由稳压管箝位在＋7.5V，当蓄电池的电压下降超过预定值后，运算放大器开始工作，输出跳转为负，LED灯亮，同时三级管V截止，向SG3524的SD端输出高电平，封锁IR2110的输出驱动信号。

过流保护电路如图6所示，它监测输出电流状况，预设为1.5A。方波逆变器的输出电流经过采样进入运算放大器的反向输入端，当输出电流大于1.5A后，运算放大器的输出端跳转为负，经过CD4011组成的RS触发器后，使三级管V1基级的信号为低电平，三级管截止，向IR2011的SD1端输出高电平，达到保护的目的。

调试过程遇到的一个较为重要的问题是关于IR2110的自举电容的选择。IR2110的上管驱动是采用外部自举电容上电，这就使得驱动电源的路数大大减少，但同时也对VB和VC之间的自举电容的选择也有一定的要求。经过试验后，最终采用1μF的电解电容，可以有效地满足自举电压的要求。

图8、9、10

5 试验结果及输出波形

DC/DC变换输出电压稳定在320V，控制开关管的半桥驱动器IR2110开关频率为50Hz，实验的电路波形如图7～图14所示。

图11、12、13、14

逆变电源篇5

关键词:逆变器;双闭环控制;无差拍控制;DSP

中图分类号:TP274文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2009)12-189-03

Research of Deadbeat Control Inverter Based on DSP

QUAN Xiaoming,SHEN Quntai

(School of Information Science and Engineering,Central South University,Changsha,410083,China)

Abstract:With the wide use of high-performance digital signal processor,it is a natural trend that the traditional analog control of the inverter can be replaced by digital technology.Because the nonlinear loads cause the interference,inverter is hard to receive ideal control.This paper introduces a control method based on PI control strategy and non-deadbeat control method:Inverter control circuit of the current inner loop choose the optimized digital PI control methods,the voltage loop choose the no deadbeat control methods.This method combines the advantages of PI control and non-deadbeat control.Deadbeat control has good performance at transient state.And PI control is simple,easy parameter setting and robust.Finally,the simulation and test figures show that double-loop control method of the inverter receives a lot of advantage such as output waveform with a good,fast response,and better capacity adapt to the different loads.

Keywords:inverter;double-loop control;deadbeat control;DSP

0 引 言

随着高性能DSP控制器的出现,采用数字化控制的UPS电源已成为现在研究的热点[1]。基于DSP实现的数字双闭环控制能有效提高电源系统的抗干扰能力,降低噪声,提高效率和可靠性,进一步有利于电源的智能化管理、远程维护和诊断。在逆变器的多种控制策略中,重复控制技术能有效消除非线性负载和干扰引起的波形畸变;滑模变结构控制方法能使系统运行于一种滑动模态,能保证系统的鲁棒性;模糊控制和神经网络控制等智能控制不依赖控制对象的数学模型,适应于非线性系统;无差拍控制能够瞬时控制电压,对负载有很强的适应能力,有输出总谐波畸变少,损耗少等优点;PID控制简单,并具有好的可靠性;新型数字化PID控制更能取得满意的控制效果。各种控制策略各有优缺点,如果能把其中的两种或几种控制技术结合运用,将取得更好的输出特性。基于此思想提出数字PID控制和无差拍控制技术相结合的控制策略[2]。理论和实践证明,该方法具有广泛的应用前景。

1 系统结构设计

该系统选用的TMS320F2812芯片是TI公司的TMS320C28x系列中的一种,其指令执行速度快,从而可以在此基础上实现复杂的控制算法,优化系统的输出特性。

基于该芯片的逆变电源系统框图如图1所示。整个系统由AC/DC,DC/DC,DC/AC,以及滤波电路和其他辅助电路构成。其中,DC/AC逆变器部分是整个系统的重要组成,逆变器采用单相全桥逆变电路,适应大功率场合。通过采样电路采样得到的输出电压和电流经过DSP的A/D转换器转换成数字信号,作为数字控制器的反馈信号,经与给定输出信号比较后,再经过控制算法调节器和脉宽调制器得到SPWM波控制IGBT功率管的通断,从而改变输出电压的值,使其与给定输入电压相等。给定参考电压由软件方式实现,因此信号稳定无温漂、无干扰。这种控制方法在负载变化较快时仍然能保证输出电压不发生畸变[3,4]。

图1 系统整体框图

2 逆变器控制方案及其参数设计

2.1 逆变器建模及其控制策略研究

如图2所示,图中iL为电感电流;iC为电容电流;io为负载电流;uo为输出电压;R为逆变器负载电阻,VS1~VS4为逆变控制开关;r为电路阻尼电阻;L,C组成LC滤波器;E为逆变器输入直流电源[5,6]。

取x(t)=[uo(t) iL(t)]T为状态变量,平均电压ui(t)和负载电流为系统输入,则主电路的状态方程为:

ddtx(t)=Ax(t)+B1uo(t)+B2io(t)

y=Dx

式中:A=C-1/L1/L0;B1=1/L0;

B2=0-1/C;D=[1 0]

离散化状态方程,可以得到:

x(k+1)=Φx(k)+Γ1u(k)+Γ2io(k)

y(k)=Dx(k)

式中:

Φ=cos(ω0TS)(1/ω0C)sin(ω0TS)

-(1/ω0L)sin(ω0TS)cos(ω0TS)=

Φ11Φ12Φ21Φ22

Γ1=1-cos(ω0TS)

1ω0Csin(ω0TS)=Γ11Γ12

Γ2=-1ω0Csin(ω0TS)

1-cos(ω0TS)=Γ21Γ22

式中:TS为采样周期;ω0为二阶LC滤波器的谐振角频率。

由此得出的电压电流离散化状态方程为:

uo(k+1)=Φ11uo(k)+Φ12iL(k)+Γ11ui(k)+

Γ21io(k)

iL(k+1)=Φ21uo(k)+Φ22iL(k)+Γ12ui(k)+

Γ22io(k)

图2 逆变器等效电路及其控制策略框图

针对该逆变器所设计研究的控制方法:采用双闭环控制算法调节系统的动静态特性,内环采用无差拍控制方法,是一种能够瞬时控制电压的有效手段,对负载具有很强的适应能力,尤其对非线性负载,输出波形失真小,可以改善系统的动态响应特性;外环采用瞬时值的数字PI算法,输出电压的瞬时值信号直接反馈,与参考正弦电压比较,使输出电压稳定在设定值上,并抑制输出电压的畸变。两种控制算法能互相弥补各自控制上的不足,使系统得到较好的控制效果[7,8]。

2.2 电流内环

内环采用干扰无差拍控制策略,结合离散化状态方程和系统主电路图分析结果,可以得到无差拍控制实现方法为:

ui(k+1)=Γ12iref(k+2)-Φ22Γ12iref(k+1)-

Φ21Φ11Γ12uo(k)-Φ21Φ21Γ12io(k)-Φ21Γ11Γ12ui(k)-

Φ21Φ12Γ12iL(k)-Γ22Γ12io(k+1)

可以通过采用一个二阶预估方法对负载电流io(k+1)进行预估有:

io(k+1)=3io(k)-3io(k-1)+io(k-2)

而iref(k+1)可从外环控制算法中得出。

2.3 电压外环

电压外环采用增量式PI算法,其差分方程可以表示为:

Δu(k)=KP[(uref(k)-uref(k-1)]-[uo(k)-

uo(k-1)]+KI[uref(k)-uo(k)]

PI调节器性能的好坏取决于KP,KI的选取。PI参数可以从理论上算出,但是由于系统参数的扰动性,采用仿真调试的方法来确定具有更实际的价值。

2.4 PWM波的生成

通过预估算法得到正弦参考电流iref(k),再根据内环控制算法可以算出uI(k),从而得到开关的控制时间,即PWM的脉冲时间,从kTS~(k+1)TS的采样间隔内,IGBT的导通时间为[9]:

Ton(k)=ui(k)ETS

得到导通时间后,要进一步确定DSP中PWM输出寄存器的值。从而使DSP实现了对IGBT的通断时间的控制。

3 逆变器控制电路的仿真研究

搭建逆变器控制方法研究的仿真模型如下[10]:

主电路参数:电感L=10 mH,电容C=20 μF,额定阻性负载R=50 Ω,开关频率fS=1/TS=10 kHz,直流电源电压E=310 V,输出电压有效值uo=220 V,频率f=50 Hz。

逆变器的主电路由直流稳压电源模块、全桥开关管模块、LCR模块、电压、电流测量模块、信号输入模块等部分组成;电压外环采用Simulink模块库中的PI离散控制模块;电流内环采用S函数子模块。仿真结果如图3所示。

图3 阻性负载下输出波形

如图4所示,无论在阻性负载还是在感性负载下,闭环PID控制和无差拍控制相结合控制策略下的逆变器输出波形从谐波或动态性能上都优于普通的单环控制。负载如何变化,即使存在扰动的情况下,都能很快地调节负载电压和电流波形,输出稳定的波形,而且谐波失真度低。试验证明,该次设计取得了预想的成果。

图4 感性负载下输出波形

4 结 语

通过分析对在不同负载和不同环境下逆变电路的输出电压和电流波形,可以肯定该控制方法的可行性和优越性。

参考文献

[1]王兆安,黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2000.

[2]刁元均.基于DSP的逆变电源数字控制技术的研究[D].成都:西南交通大学,2007.

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[4]曲学基,曲敬铠,于明扬.逆变技术基础与应用[M].北京:电子工业出版社,2007.

[5]Zhang Kai,Kang Yong,Xiong Jian.Repetitive Waveform Correction Technique for CVCF-SPWM Inverters [A].IEEE Trans.on PESC Conf.Rec[C].2000:153-158.

[6]Miura Y M,Matsukawa M,Nakano H.A Deadbeat Control Method for a PWM Converter Applied to a Superconducting Magnet [J].Fusion Engineering and Design,2001,58(59):57-62.

[7]Mario E Salgado,Diego A Oyarzun,Eduardo I Silva.H2 Optimal Ripple-free Deadbeat Controller Design [J].Automatica,2007,43:1 961-1 967.

[8]李巍,冀捐灶,郭庆,等.基于DSP的SVPWM逆变电源研制[J].继电器,2007,35(20):60-63.

逆变电源篇6

【Abstract】At present， there are repetitive controllers， hysteresis regulators and PI regulators in inverters. How to realize the non static error tracking of AC signals and achieve better system dynamic characteristics are the two basic tasks of the current regulator design. Proportional resonant control can better solve the steady-state error in PI control.

【关键词】比例谐振控制；逆变；稳态误差

【Keywords】proportional resonant control； inverter； steady state error

【中图分类号】U265 【文献标志码】A 【文章编号】1673-1069（2017）05-0189-02

1 引言

在三相逆变器输出隔离变压器系统中，三相变压器的励磁电流中含有丰富的不对称谐波成分，其中以5次最为严重，3次和7次次之。谐波电流会导致输出电压波形畸变，所以需要对谐波电流引起的电压低次谐波进行补偿。经研究，逆变器输出电压谐波补偿的策略主要有两种，一是增加各次谐波电压外环，直接控制逆变器的输出电压谐波为零；另外一种是增加滤波电容电流的谐波控制环，直接控制电容电流的谐波为零。其中后一种控制策略的响应速度更快，效果更好。

2 比例谐振控制

比例谐振控制（PR控制）建立在PI 控制理论基础上，目的是为消除 PI 控制存在的稳态误差，最早由日本学者 Sato 等提出。PR控制在PI控制基础上增加了无损谐振环节，在谐振频率处使控制器的增益无穷大，从而达到消除系统稳态误差的目的。引入的无损谐振环节导致控制系统存在两个极点，使系统回路增益的相角裕度减小，进而导致系统不稳定，所以 Holmes 等在控制器中加入了另外一个零点，解决了这一问题。PR控制不仅能在谐振频率处得到无穷大的增益，实现无静差跟踪，还可以针对特定次数的谐波对控制器进行配置，达到消除特定次数谐波的目的。仿真和实验证明它不仅能消除系统的静态误差，实现逆变电源的输出电压能够良好追踪参考正弦，而且对非线性负载的适应能力强，动态响应速度快，输出电压谐波总畸变率（THD）小，输出电压精度高[1]。

静止坐标下的交流控制器可等效为旋转坐标下的直流调节器，即PR控制器。在静止坐标系下，PR控制器可直接对误差信号进行补偿，消除稳态误差。相比旋转坐标控制不通过坐标变换即可直接使用，减小了计算量，更具有灵活性。静止坐标系下的PR控制器已被C明可以获得与同步旋转坐标系下控制器相同的稳态和瞬态调节特性，但却无需坐标旋转变换，因而更容易数字化实现。三相系统经3/2变换为两个完全解耦的单相系统，按照单相逆变器的设计方法进行设计，其中不对称因素已隐含其中。图1为控制框图，其中电流内环的基波谐振控制可以省略。

式中kp称为比例系数，影响系统对阶跃信号的瞬态响应速度；ki称为基波谐振系数，影响系统对基波正弦信号的响应速度及补偿效果；ω0称为谐振频率。假设跟踪信号角频率ω0=100πrad/s，则PR控制器在50Hz 处有无穷大增益，对其它频率扰动信号增益没有影响，类似积分调节器（在0 Hz 处增益无穷大）。KI对带宽影响较小，只改变控制器对其它频率信号的衰减程度。供电系统虽然允许最大为0.5 Hz频率波动，但相对应谐波的频率波动范围是供电系统频率波动的整数倍，带宽过小导致频率变化的适应性差，因此采用改进型PR控制器（准PR控制器）：

式中ωc为截止频率。2ωc项的引入，相当于在理想谐振控制器中增加了一个阻尼项，它决定了谐振控制器的带宽。准PR 控制器不但能够得到媲美理想 PR 控制器的高增益，而且带宽比较宽，有利于系统的稳定。

从式（3）可以看出，KP 增大，控制器增益增大，系统在谐振点处增益为（KP+2Kr），根据其频率特性曲线，其中比例增益KP分别取不同值，积分增益Kr=10，截止频率ωc=1rad/s。比例增益增大会使控制器的整体增益增大，相位幅值减小。而比例增益的增大会导致谐振环节的作用被削弱。

从式（2）可以看出，控制器的幅值增益在谐振频率处为无穷大，但由式（3）可知，控制器的幅值增益在谐振频率处为2Kr，虽然增益不是无穷大，但通过调节Kr 可以获得足够大的增益，使系统稳态误差为零。与改进前的PR 相比，带宽增加了。

3 设计方法

3.1设计基波控制系统

电流内环采用比例调节器，电压外环采用PR调节器。需在空载下进行设计，因为空载下自然谐振点处在的阻尼最低，最容易穿过0dB线，使系统不稳定。内环比例调节器的设计原则是留有一定的幅值裕量。外环PR的设计先设计P，原则同上，然后加入基波R，在满足稳定性的同时尽量增加带宽[2]。

3.2 低次谐波的补偿

基波系统完成后开始补偿低次谐波，空载时系统的电压开环bode图如图2所示，可见空载时威胁系统稳定性的主要是自然谐振点处的幅值裕量问题，而由低次谐波补偿引起相位滞后导致的相位裕量问题不存在。

满载时系统的电压开环bode图如图3所示，可见满载时自然谐振点处的幅值裕量问题不存在了，而由7次谐波补偿引起的相位滞后导致相频线临近-180度线威胁稳定。原因是重载时系统的增益降低，导致低次谐波补偿处的相位滞后产生了威胁。解决的办法是重载时增大系统增益Kp，或者在7次谐波处施加相位补偿。采用前者方法增加系统增益后的满载图如图4所示。

图5为实际单相逆变电源控制原理图。

相比于比例控制器，PR控制器对系统频率特性的影响只是在谐振点处，在其它点对系统频率特性的影响很小。因此在设计比例参数时，可以先不考虑谐振控制器，仅采用比例控制进行设计，待得到合适的比例参数后再对谐振控制参数进行设计。

4 结语

逆变器在实际运行时，在开关器件的导通和关断通常引入的死区和非线性负载情况下，失真电流在逆变器输出阻抗上产生的压降，都会增加奇次低次谐波的产生。若通过滤波器来滤除这些谐波，由于滤波器的截止频率较低，导致体积和重量较大。当含有较大比重低次谐波时，要求滤波器截止频率足够小才能有效滤除，这就会导致基波成分的衰减。因此，消除低次谐波通常通过控制的方法来实现。理论和实践证明，本文采用的PR控制算法在系统无静态误差跟踪和动态特性上能实现很好的控制效果。

【参考文献】

逆变电源篇7

关键词：逆变系统；直流电源PFC电路；功率因素；电力系统；电压信号 文献标识码：A

中图分类号：TM761 文章编号：1009-2374（2017）04-0015-02 DOI：10.13535/ki.11-4406/n.2017.04.008

在电力系统中，电压信号测量且功率放大的系统，其实质上指的是一个数字电源逆变系统。在该系统中，利用芯片模拟进行控制，且有源单级校正功率因数的AC/DC，能够为其提供高效前级直流电源。它功率因数的输入值非常高，还能对恒定的支流电压进行控制，且不会由于输入的变化而产生任何的改变，同时下级逆变系统获得的直流电源也非常的稳定。因此本文主要对逆变系统高效前级直流电源PFC电路进行了研究和分析，阐述了功率因数控制装置操作的原理，并结合控制芯片UC385的应用，对设计PFC电路的原理以及实现的过程做了简单的介绍。

1 Boost型PFC电路简介

1.1 工作原理

在逆变系统中，一般情况下，校正功率因数设备仪器，其功能有两个：一是对功率因数进行控制，同时获得较高的功率因数；二是确保后一级电路中获得的直流电压达到良好的平滑稳定性。

在前提条件DSP下，控制PFC电路的技术正逐渐朝着数字化的方向发展，且获得了较好的成果。其中，校正前级功率因数所涉及到的方法还相对过于传统，通常情况下使用专用的3854芯片来完成PFC电路。然后将运放电路加在其上，从而实现模拟PI调节器的作用。采用控制芯片UC3854设计实现的PFC电路的技术已经相当成熟，且线路也具备较高的可靠性。在Boost型PFC电路中，有一个乘法器，即Multi，它的功能等同于一个控制电压的电流源。Boost型PFC电路的结构示意图如图1所示：

1.2 PFC主电路分析及设计

Boost型功率因数校正电路的原理如图2所示：

图2 Boost型功率因数校正电路的基本原理

1.2.1 在理想模型中，电压或者电流的输出。在进行电路的研究和分析之前，先要提出一些假设：（1）输入的电流以及电压等，均为同相同频，且没有发生畸变的正弦波；（2）具有恒定的电压输出；（3）在频率恒定的情况下，功率管S的运行其频率为fs，且比电压输入的频率fl要大得多；（4）具有线性的电感L，且在饱和状态下不会工作；（5）不用计算功率的损耗。

通过分析可以得出，功率平均输出的值为恒定值，且电压输出的组成主要分为三个部分：一是直流分量；二是比开关频率低的交流分量；三是c开关频率相等或者更大的交流分量。

1.2.2 瞬态占空比的表达式。作为该系统的控制芯片UC3854，其中，电压的输入值Uin等于110V，而200V为电压输出，而P0=500W为功率输出，经过测量之后，可以得到电流误差放大器输出电压的波形，即调制波。

1.2.3 确保CCM模式。在该系统中，在CCM的工作模式下PFC工作。系统在CCM模式下能够进行工作，主要由输出的功率、电感大小、开关频率等决定。其中电感值需要符合特定的计算公式，即L≥。同时，选择的电感值必须达到限制电流过零畸变以及脉动率的相关要求。而本文的讨论只考虑前两项。

1.2.4 选择主电路的参数。通过对主电路进行分析，能够合适地选择合适的电容以及电感的大小。在本系统中，指标输入为P0=500W，Uin=110V，U0=200V，控制芯片采用UC3854，就能得出L=500H。而二次电压输出的纹波与所选择的电压具有一定的联系，通常可以根据1～2倍的功率进行相应的选择，而这里所选择的电容为C=1000F。

1.3 软启动PFC电路

1.3.1 软启动功率系统。如果直接连接电源，系统中的电流就会产生较大的冲击，因此必须增设一个电阻软启动。在初次通电时，需要继电器断开其常开触点，运用该电阻，市电则能对电容补充一定的电量，其电阻值为30，因此补充电流的过程中，最大限度为10A。将电源控制为15V时，还需要补充一定的电量给小电容，当补充到12V时，就能有效地将NPN管导通。同时继电器就会闭合，且软启动对应的电阻短路，这样一来，在正常工作状态下，可以防止电阻消耗电能，从而实现系统硬件软启动的目的。

1.3.2 控制软启动系统。主要采用3854芯片的13脚作为软启动端，当工作正常的情况下，13脚的电压值7.5V则看作电压误差放大器的参考电压值，当向控制系统开始通电时，系统内部则会提供为14uA左右的电流恒流源，并将13脚对地电容进行线性充电，电压范围为0～7.5V，这样就能促使系统达到软启动的目的。

2 设计控制系统分析

在逆变系统中，一般采用的经典控制芯片为UC3854，这一芯片的设计思路主要可以从图1中加以体现。其中最主要的设计就是电流环CA以及电压环VA。

2.1 设计电压环

设计电压环是指设计电压的误差放大器，而设计的电压的补偿误差放大器网络，以二次谐波脉动抑制为主电压。若变换器中输出的为P0功率，输出C0的滤波电容，电压输出为U0，其中U0指的是C0上的平均电压。在如图2所示的补偿网络中，100Hz的情况下，放大器的增益可以用如下公式进行表示：

2.2 设计电流环

设计电流环主要是指设计电流的误差放大器，如图2所示。按照图2中所表示的电路，可以将放大CA的倍数Af的公式写出来，即：

通过对两边进行求解对数，就能得出如下公式：

根据上述的表达公式，就能将波特图绘制出来。为了确保功率因数满足1，电流误差放大器，即幅频特性CA应该设计为波特图。最后ii的分量低频与imo，跟踪效果非常好，且ii与ui的正弦波其整流全波波形为同相。

3 实践结果分析

采用仿真模拟试验分析，校正功率因数之后，如图3所示。其中，上图为电压输入，下图为电流输入。在系统中，功率因数的输入很接近1，因此，PFC电路为放大整个系统提供了高功率因数、隔离、简单的高效前级直流电源。

4 结语

综上所述，本文通过对逆变系统高效前级直流电源PFC电路的分析和设计探究，分析了Boost型PFC电路工作的基本原理以及其电路的设计思路，同时对控制系统中的电压环设计以及电流环设计做了详细的阐述，以便为逆变系统高效前级直流电源PFC电路今后的设计和研究提供一些参考的依据。

参考文献

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[2] 张正茂.大功率软开关X光机高压直流电源[D].重庆大学，2012.

[3] 宋卫平.高压直流通信电源中高频开关整流模块的研究[D].南京航空航天大学，2012.

[4] 王侃.高压直流UPS电源系统的研究与应用[D].浙江大学，2016.

逆变电源篇8

关键词 模糊控制 逆变电源 PID

中图分类号：TM57 文献标识码：A

1 什么是模糊控制

模糊控制（Fuzzy Control）是从模糊集理论，模糊语言变量和模糊逻辑推理为基础的一种控制方法，它从行为上模仿人的推理和决策过程。该方法首先将操作人员或专家经验编成模糊规则，然后将来自传感器的实时信号模糊化，将模糊化后的信号作为模糊规则的输入，完成模糊推理，将推理后得到的输出量加到执行器上。

2 模糊控制的产生原因和发展

在传统的控制领域里，控制系统动态模式的精确与否是影响控制优劣的最主要关键，系统动态的信息越详细，则越能达到精确控制的目的。然而，对于复杂的系统，由于变量太多，往往难以正确的描述系统的动态，于是工程师便利用各种方法来简化系统动态，以达成控制的目的，但却不尽理想。换言之，传统的控制理论对于明确系统有强而有力的控制能力，但对于过于复杂或难以精确描述的系统，则显得无能为力了。因此便尝试着以模糊数学来处理这些控制问题。

3 模糊控制原理

模糊控制是以模糊集合论、模糊语言变量及模糊逻辑推理为基础的计算机智能控制。

模糊控制的基本原理框图如图1所示。它的核心部分为模糊控制器，如图中点划线框中所示，模糊控制器的控制规律由计算机的程序实现。实现一步模糊控制算法的过程描述如下：微机经中断采样获取被控制量的精确值，然后将此量与给定值比较得到误差信号E，一般选误差信号E作为模糊控制器的一个输入量。把误差信号E的精确量进行模糊化变成模糊量。误差E的模糊量可用相应的模糊语言表示，得到误差E的模糊语言集合的一个子集（是一个模糊矢量），再由和模糊控制规则（模糊算子）根据推理的合成规则进行模糊决策，得到模糊控制量，即 = ？。

模糊控制系统与通常的计算机数字控制系统的主要区别是采用了模糊控制器，模糊控制器是模糊控制系统的核心，一个模糊控制系统性能的优劣，主要取决于模糊控制器的结构，所采用的模糊规则，合成推理算法及模糊决策的方法等因素。

4 模糊控制器的设计思想

模糊控制器最简单的实现方法是将一系列模糊规则离线转化为一个查询表（又称控制表），储存在计算机中供在线控制时使用。这种模糊控制器结构简单，使用方便，是最基本的一种形式。其设计思想是设计其他模糊控制器的基础。

（1）确定模糊控制器的输入变量和输出变量。

（2）归纳和总结模糊控制器的控制规则。

（3）确定模糊化和去模糊化的方法。

（4）选择论域并确定有关参数。

（5）合理选择采样时间。

5 模糊PI控制器的设计

5.1 模糊自适应整定PID控制的原理

在工业生产过程中，许多被控对象随着负荷变化或干扰因素影响，其对象特性参数或结构发生改变。自适应控制运用现代控制理论在线辨识对象特征参数，实时改变其控制策略，使控制系统品质指标保持在最佳范围内，但其控制效果的好坏取决于辨识模型的精确度，这对于复杂系统是非常困难的。因此，在工业生产过程中，大量采用的仍然是PID算法，PID参数的整定方法很多，但大多数都以对象特性为基础。

随之计算机技术的发展，利用人工智能的方法将操作人员的调整经验作为知识存入计算机中，根据现场实际情况，计算机能自动调整PID参数，这样就出现了智能PID控制器。

自适应模糊PID控制器以误差。和误差变化率。c作为输入，可以满足不同时刻的e和ec。对PID参数白整定的要求。利用模糊控制规则在线对PID控制参数进行修改，构成了自适应模糊PID控制器。

PID参数模糊自整定是找出PID三个参数与e和ec之间的模糊关系，在运行中通过不断检测e和ec，根据模糊控制原理来对三个参数进行在线修改，以满足不同e和ec时对控制参数的不同要求，从而使被控对象有良好的动、静态性能。PID参数的整定必须考虑到在不同的时刻三个参数的作用以及相互之间的互连关系。

模糊自整定PID是在PID算法的基础上，通过计算当前系统误差和误差变化率，利用模糊规则进行模糊推理，查询模糊矩阵表进行参数调整。

模糊控制设计的核心是总结工程设计人员的技术知识和实际操作经验，建立适合的模糊规则表，得到针对kp， ki ，二个参数分别整定的模糊控制规则表。

本方案模糊控制器的输入为误差e和误差变化率ec。输出为Kp和Ki，再将2个输入变量e和ec，2个输出变量Kp和Ki的论域均被划分为7个模糊子集：负大（NB）、负中（NM）、负小（NS）、零（Z）、正小（PS）、正中（PM）、正大（PB）。因此可得出各模糊子集的隶属度，根据各模糊子集的隶属度赋值表和各参数模糊控制模型，应用模糊合成推理设计PID参数的模糊矩阵表，查出修正参数代入下式计算：

在线运行过程中，控制系统通过对模糊逻辑规则的结果处理、查表和运算，完成对PID参数的在线自校正。

参考文献

[1] 胡兴柳.400Hz逆变器的数字控制技术研究[C].南京航空航天大学，2004：1-9.

[2] 王兆安，黄俊.电力电子技术[M].机械工业出版社，2000：132-145.

[3] 廉小亲.模糊控制技术[M].中国电力出版社，2003：132-156.

逆变电源篇9

关键词： 分布式电源； 并网逆变器； FIR数字滤波； 数字PID控制； 控制策略

中图分类号： TN915.853?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）03?0142?03

分布式电源凭借其就地发电服务用户、清洁环保等诸多优点，拥有越来越大的市场份额。微电子技术的发展为逆变技术的实用化创造了平台，微处理器的诞生满足了逆变技术的发展要求，使先进的控制技术如矢量控制技术、多电平变换技术、重复控制、模糊逻辑控制等先进的控制算法在逆变领域得到了较好的应用[1]。进入21世纪，逆变技术正向着频率更高、功率更大、效率更高、体积更小的方向发展[2]。本设计方案采用DC?DC?AC结构能有效提高效率，采用高频直流升压技术使逆变并网器体积更小，安全性能大大提高。针对动态系统的试验问题提出了利用Simulink的参数估计功能，使理论模型根据实验数据进行数值参数估计，从而达到理论模型充分接近实际实验环境。

1 分布式电源并网逆变器系统设计

1.1 DC?DC变换器

DC?DC变换器是通过半导体阀器件的开关动作将直流电压先变为交流电压，经整流后又变为极性和电压值不同的直流电压的电路，这里要阐述的是中间经过变压器耦合的直流间接变换电路。DC?DC变换器在将直流电压变换为交流电压时频率是任意可选的，因此使用高频变压器能使变压器和电感等磁性元件和平波用电容器小型轻量化。如今，随着半导体阀器件的进步，输出功率为100 W以上的电源实际上采用的开关频率都在20～500 kHz范围内，MHz级高频变换器也在开发研究之中。而且，通过变换频率的高频化，可以使平波用电容的容量减小，从而能够使用陶瓷电容等高可靠性的元件。而且，本文在举例阐述动作原理是采用双极功率晶体管、IGBT、MOSFET等开通关断可控的器件作为直流电压变换为交流电压的半导体阀器件，使用最多的还是MOSFET。

1.2 直流母线电压PID控制器设计

作为直流母线400 V电压必须具有一定的稳定性，不应该随着负载的变化或电池电压的改变而产生波动。因此必然需要用到反馈的概念。反馈理论的要素包括三个部分：测量、比较和执行。测量关心的变量，与期望值相比较，用这个误差纠正调节控制系统的响应。由于PID控制器可以实现无差调节，其优异的动态稳态特性，以及方便灵活的参数整定方法，因此在逆变并网器中直流母线的电压控制选择PID控制算法。

在闭环控制系统里，将调节器置于纯比例作用下，从小到大逐渐改变调节器的比例系数，得到等幅振荡的过渡过程。此时的比例系数称为临界比例系数Ku，相邻两个波峰间的时间间隔，称为临界振荡周期Tu。

临界比例度法步骤：

（1）将调节器的积分时间置于最大（TI=∞），微分时间置零（TD=0），比例系数KP适当，平衡操作一段时间，把系统投入自动运行。

（2）将比例系数KP逐渐增大，得到等幅振荡过程，记下临界比例系数Ku和临界振荡周期Tu值。

（3）根据Ku和Tu值，采用经验公式，计算出调节器各个参数，即KP，TI和TD的值。

1.3 逆变并网锁相环设计

锁相环分为模拟锁相环和数字环锁相。模拟锁相环在电路可靠性、稳定性和集成度方面有着不可克服的缺陷：数字锁相环又分为由数字逻辑器件构成的全数字逻辑锁相环和基于DSP的软件锁相环。全数字逻辑锁相环路由逻辑器件构成。

为了实现对电网电压（SIGNAL）周期和相位的采样，这里利用了一个迟滞比较器把信号源的模拟采样信号（SIGNAL）整形为矩形波（TO_DSP），然后通过TMS320F28X的捕获单元得到电网电压的频率和相位信息。在设计中应当注意的是，由于软件是通过电网电压的上升沿来获得周期和相位信息的，因此在硬件的设计上应当保证电网电压的过零点和正弦波整形得到的矩形波的上升沿保持一致（即不能有延时），这就要求计算迟滞比较器的上限触发电平[U+]为0 V。

迟滞比较器的上、下限触发电平为：

1.4 改进MPPT算法

传统MPPT算法，即爬山法，是一种比较实用的MPPT控制算法，这种方式虽在一定程度上减轻了CPU的负担，但由于周期性寻优，会对系统的输出电压造成周期性的波动。

改进MPPT算法基本思想是：

（1）利用过山车法，即先将光伏电池阵列两端电压U1钳制在蓄电池电压U2处，再逐渐增加U1，使光伏电池阵列的输出功率点由小到大，经过MPP后，继续增大U2，使输出功率比最大输出功率小于一个阈值ΔP1。输出功率由小变大，再变小，一定会经过一个最大点。在输出功率变化过程中，记录下光伏电池阵列输出最大功率时的输出电压Umax；

（2）根据光伏电池阵列输出最大功率时记录下的Umax，利用稳压程序（可利用PID控制）将U1钳制在记录下的Umax上，实现光伏电池阵列以最大功率稳定地输出能量；

（3）当光照强度发生变化（由于在短时间内，环境温度的变化对系统输出功率的变化影响不大，可以忽略），即输出电压Umax时的输出功率P1与之前的Pmax之间差值超过一定阈值ΔP时，若P1>Pmax，说明光照强度增加了，MPP处的输出电压也相应增大了，所以此时应启动按增加光伏电池阵列输出电压的方向用过山车法寻找MPP程序；如果P1

2 分布式电源并网逆变器仿真

2.1 DC?DC直流升压PID控制仿真

作为直流母线400 V电压必须具有一定的稳定性，不应该随着负载的变化或电池电压的改变而产生波动。因此必然需要用到反馈的概念。反馈理论的要素包括三个部分：测量、比较和执行。测量关心的变量，与期望值相比较，用这个误差纠正调节控制系统的响应。

针对DC?DC直流母线硬件结构以及控制方式对被控模型进行数学建模，由于PWM装置的数学模型与晶闸管装置一样，在控制系统中的作用也一样。因此，当开关频率为10 kHz时，T=0.1 ms，在一般电力自动控制系统中，时间常数这么小的滞后环节可以近似一个一阶惯性环节，故其传递函数为：

由于采用的是数字系统故其传感器传函等效为单位延时单元，即[z-1]，构成直流母线电压的PID控制。下一步是整定PID，如前所述常用PID整定方法有临界比例法、阶跃响应法。本设计通过利用Simulink提供的信号约束模块，通过它的参数整定功能最终整定出符合设计者要求的PID参数。

如图1（a）为进一步进行PID参数整定后的PID输出电压响应曲线，可以看出即使在外界认为施加干扰的情况下PID调节器输出电压还保持在许可范围内。图1（b）所示为进一步进行PID参数整定后直流母线电压响应曲线。可以看到即便在外界认为施加干扰的情况下直流母线电压仍可自动稳定在400 V的要求电压。这能为后续的SPWM逆变并网提供稳定的直流母线电压；而由于硬件电路限制，由于PID控制一推挽电路，而该推挽电路仅可提供0～12 V的调节，考虑这一点所设计出来的PID调节器输出在0～12 V范围之内。

2.2 逆变并网器并网仿真

逆变并网是将逆变器所产生的正弦电压，在同频同相同幅的情况下进行并网。并通过锁相环调节并网电压以及电流，使它们达到同相，改善电能质量，从而提高传统电网稳定性。针对这一点，本设计建立元件级Simulink仿真。能有效减少失误率，提高并网可靠性，因此建立该仿真模型是很有必要的[5?7]。模型中设计了相应的PID调节器，并对MPPT算法进行编写相应S函数。

太阳能电池的伏安特性如图2（a）所示，它表明在某一确定的日照强度和温度下，太阳能电池的输出电压和输出电流之间的关系，简称V?I特性。从V?I特性可以看出，太阳能电池的输出电流在大部分工作电压范围内近似恒定，在接近开路电压时，电流下降率很大。

由图2（a）可知，该伏安特性曲线具有强烈的非线性。太阳能电池的额定功率是在以下条件下定义的：当日射S=1 000 W/，太阳能电池温度T=25 ℃时，太阳能电池输出的最大功率便定义为他的额定功率。太阳能电池额定功率的单位是“峰瓦”，记以“Wp”。相应日射强度下太阳能电池输出最大功率的位置，称为“最大功率点”。根据Matlab提供的太阳能电池板模型的输出特性曲线可知当前条件下，最大功率点为241.8 V时输出2 083 W。经过MPPT算法后，太阳能输出电压自动跟踪输出时最大功率点时的对应电压，而其亦以最大功率稳定输出。即输出为238.7 V时，功率为2 084 W。对比之前实际太阳能电池板最大功率点数据，最大功率点为241.8 V时输出2 083 W。可以看出该算法基本能跟踪太阳能电池板的最大功率点。

3 结 论

本文针对分布式电源并网过程中的直流升压、同步锁相、逆变并网动态过程，研究了基于电网特点的FIR数字滤波、交流采样和稳定直流母线电压的数字PID控制器等技术，提出了相应的控制策略并进行Simulink动态仿真，研究工作对分布式电源并网逆变系统设计理论上具有一定指导作用。

参考文献

[1] 苏奎峰，蔡昭权.TMS320X281xDSP应用系统设计[M].北京：北京航空航天大学出版社，2008.

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[7] Texas Instrument. C28x IQmath library： a virtual floating point engine [EB/OL]. [2010?06?06]. http：///tool/SPRC087.

逆变电源篇10

关键词：逆变系统；PFC电路；输入均流；设计探究；UPS

中图分类号：TM46 文献标识码：A

1.逆变系统

含义：逆变系统包括直流升压电路，逆变电路，驱动电路，保护电路以及通信电路等等。逆变器是指将直流转换成交流的换流器，输入直流可以是低压输入或者高压输入，通过内部直流升压电路提供高压直流给逆变电路，逆变电路根据需求有单相逆变和三相逆变。保护电路是指防止电流冲击、电压冲击、输出短路、器件过温保护等保护系统可靠性，避免逆变系统受外部冲击等影响正常输出的辅助电路。

2. PFC电路

2.1 作用

PFC的英文全称是PowerFactorCorrector，意思是功率因数校正器。随着开关电源的普及应用，普通的整流电路PF值低，输入无功功率大，电力效能低，同时对市电电网存在较大谐波干扰，影响整个电网的稳定性和高效性，所以对产品的功率因数要求越来越高。PFC就是通过主动式和被动式两种方式，提高整流电路的PF值，减少无功功率输入和谐波干扰，减小整流过程中的电能损耗，起到节能的目的。

2.2 分类

PFC理论上可以分为主动式和被动式两种，主动式为有源电路控制方式，可以拥有更高的功率因数（大于0.99），适应宽范围的输入电压，但需要专用集成路进行PFC控制，所以产品电路复杂，成本高昂；被动式为无源电路控制方式，功率因数达到0.8已经是非常好的产品，但是它的优点是电路简单，成本低廉，稳定可靠，缺点是PF值低，体积较大。在一些小功率的开关电源产品中应用广泛。

2.3 主流PFC控制芯片

随着半导体技术的发展和电源开关电源技术的不断创新，主流的半导体生产厂家推出各种类型的PFC控制芯片，极大简化了PFC控制电路的设计，比如TI公司推出的UC系列产品，其中经典产品UC3854，还有比如ON公司推出的NCP1654，IR公司推出的IR1150，凌特公司推出的LT1248，仙童公司推出的FAN4810等等产品，随着PFC控制技术研究的深入，在新型拓扑结构和新型控制方法的不断突破和创新，将会有更多的更好的PFC控制芯片面世。

3. UPS

3.1含义

UPS（Uninterruptible Power System），就是为了解决市电突然掉电或者突变导致设备损坏而研发的，通过市电将电能存储在蓄电池上，通过主机PFC电路、逆变器等模块电路将不稳定的，质量差的市电转换成稳压，波形质量好，不间断地供电给系统设备。主要用于给单台计算机、计算机网络系统、交通通信设备或其他电力电子设备提供稳定可靠的、不间断的电力供应。

UPS的最主要功能：稳压输出，滤除谐波，不间断供电。在市电电网正常供电时，UPS通过内部的PFC整流控制模块，电池模块和逆变模块的能量转换，消除电网中的脉冲冲击，谐波干扰和幅值波动，起到稳压器和滤波器的作用，保证电力电子设备可靠稳定地运行；在市电电网断电时，通过电池模块和逆变模块提供交流供电给负载，通过UPS整个系统的控制系统，可以做到市电电网掉电时输出不掉电，这样就使电力电子设备保持正常运行状态，真正保证了设备的不间断运行。

3.2 逆变拓扑选型

随着不间断电源技术的不断发展和市场的不断扩大，传统两电平结构比如H桥逆变等已经无法满足市场需求，因此具有谐波小、损耗低、效率高等优势的三电平拓扑结构便应运而生。

目前针对三电平拓扑结构有很多种，最常见的两种拓扑结构为三电平“I”型和三电平“T”型，两种拓扑互有优势。I型三电平电路，每个管子只承受一半直流电压，开关损耗低，而且开关频率越高，开关损耗低的优势就越明显；T型三电平电路，主管承受全部直流电压，钳位管承受一半直流电压，对比I型三电平会少两个元件，同时控制算法简单。

4. UPS不间断电源中的PFC电路

主动式PFC整流的根据控制的变量不同，可以分为以下4种方式：峰值电流控制；滞环电流控制；单周期控制技术；平均电流控制。以上4种方法都有各自的优缺点：峰值电流控制，因为只控制电流的峰值，与电流平均值误差较大，THD值存在较大缺陷，同时对噪声的敏感，易产生次谐波振荡等等缺点，该技术将逐渐被淘汰；滞环电流控制，设置最大电流参考和滞环回差值，虽然提高了电流控制精度，但是缺点同样明显，开关频率难于做到恒频控制，在实际应用不多；单周期控制技术，该技术主要特点是反应快，精度高，于每个开关周期内对电流进行调节，能有效地抑制电源侧的扰动，既没有稳态误差，也没有暂态误差。单周控制能优化系统响应、减小畸变和抑制电源干扰，整个控制系统具有反应快、动态特性良好、开关频率恒定、易于实现、抗干扰强、控制电路简单等优点。缺点是需要快速复位的积分电路。平均电流控制，主要是在峰值电流控制和滞环电流控制的基础上进行调整，集中了峰值电流控制的恒频控制优点和滞环电流控制的精度优点，可以提供极低输入THDv和THDi，同时，简化了输出滤波器的设计，且因为有电流控制器做调节，取的是平均电流，所以提高了系统在噪声干扰下的稳定度和精度。主要缺点是：控制电路复杂，需检测电感电流需电流控制环路；参考电流与实际电流的误差随着占空比的变化而变化，可能引起低次电流谐波。但目前平均电流控制是应用最广泛、技术最成熟的PFC控制方式。

5.三相UPS高效前级PFC设计实例

三相UPS项目后级采用三路单相T型三电平逆变，通过DSP控制三路逆变输出相位相差120°构成三相逆变输出；三相UPS前级采用凌特的LT1248控制芯片，通过三路单相PFC整流电路构成三相UPS的PFC电路，电路结构简单，性能优良。

三相不同输入的均流问题，系统通过采样三相的输入电流，经过均流电路，把每相输入电流和三相平均输入电流的差值引入到各路的LT1248电流环中，使得每路的输入电流保持均衡。

单相PFC整流电路采用单电感双boost功率拓扑，节省了一个功率电感，同时整合整流和升压电路，电路更简洁，成本更低，如图1所示。

实际产品开发应用过程中，根据产品的性能指标，安规和认证的要求，需要在输入增加LC滤波电路，同时在PFC的工作前需要对正负BUS进行缓启动处理，防止PFC模块启动瞬间的冲击电流损耗器件，同时为了保证提供给后级逆变系统平衡的稳定的正负BUS电压，还需要对正负BUS进行均压控制，BUS过压保护，这些指标要求需要对正负BUS电压采样并通过硬件处理后送入LT1248的控制环路，保证每路的PFC功率模块正常工作，同时为增加系统可靠性还要加入系统输入电流过流保护，功率器件的过温保护，IGBT的过流保护等等措施来满足产品的规格设计要求。

参考文献

[1]杨成林，陈敏，徐德鸿.三相功率因数校正（PFC）技术的综述（1）[J].电源技术应用，2002（8）：50-55.