滤波器范文10篇

时间:2023-03-19 13:42:40

滤波器范文篇1

关键词:数字滤波器MATLABFIRIIR

引言:

在电力系统微机保护和二次控制中,很多信号的处理与分析都是基于对正弦基波和某些整次谐波的分析,而系统电压电流信号(尤其是故障瞬变过程)中混有各种复杂成分,所以滤波器一直是电力系统二次装置的关键部件【1】。目前微机保护和二次信号处理软件主要采用数字滤波器。传统的数字滤波器设计使用繁琐的公式计算,改变参数后需要重新计算,在设计滤波器尤其是高阶滤波器时工作量很大。利用MATLAB信号处理工具箱(SignalProcessingToolbox)可以快速有效的实现数字滤波器的设计与仿真。

1数字滤波器及传统设计方法

数字滤波器可以理解为是一个计算程序或算法,将代表输入信号的数字时间序列转化为代表输出信号的数字时间序列,并在转化过程中,使信号按预定的形式变化。数字滤波器有多种分类,根据数字滤波器冲激响应的时域特征,可将数字滤波器分为两种,即无限长冲激响应(IIR)滤波器和有限长冲激响应(FIR)滤波器。

IIR数字滤波器具有无限宽的冲激响应,与模拟滤波器相匹配。所以IIR滤波器的设计可以采取在模拟滤波器设计的基础上进一步变换的方法。FIR数字滤波器的单位脉冲响应是有限长序列。它的设计问题实质上是确定能满足所要求的转移序列或脉冲响应的常数问题,设计方法主要有窗函数法、频率采样法和等波纹最佳逼近法等。

在对滤波器实际设计时,整个过程的运算量是很大的。例如利用窗函数法【2】设计M阶FIR低通滤波器时,首先要根据(1)式计算出理想低通滤波器的单位冲激响应序列,然后根据(2)式计算出M个滤波器系数。当滤波器阶数比较高时,计算量比较大,设计过程中改变参数或滤波器类型时都要重新计算。

设计完成后对已设计的滤波器的频率响应要进行校核,要得到幅频相频响应特性,运算量也是很大的。我们平时所要设计的数字滤波器,阶数和类型并不一定是完全给定的,很多时候都是要根据设计要求和滤波效果不断的调整,以达到设计的最优化。在这种情况下,滤波器的设计就要进行大量复杂的运算,单纯的靠公式计算和编制简单的程序很难在短时间内完成设计。利用MATLAB强大的计算功能进行计算机辅助设计,可以快速有效的设计数字滤波器,大大的简化了计算量,直观简便。

2数字滤波器的MATLAB设计

2.1FDATool界面设计

2.1.1FDATool的介绍

FDATool(FilterDesign&AnalysisTool)是MATLAB信号处理工具箱里专用的滤波器设计分析工具,MATLAB6.0以上的版本还专门增加了滤波器设计工具箱(FilterDesignToolbox)。FDATool可以设计几乎所有的基本的常规滤波器,包括FIR和IIR的各种设计方法。它操作简单,方便灵活。

FDATool界面总共分两大部分,一部分是DesignFilter,在界面的下半部,用来设置滤波器的设计参数,另一部分则是特性区,在界面的上半部分,用来显示滤波器的各种特性。DesignFilter部分主要分为:

FilterType(滤波器类型)选项,包括Lowpass(低通)、Highpass(高通)、Bandpass(带通)、Bandstop(带阻)和特殊的FIR滤波器。

DesignMethod(设计方法)选项,包括IIR滤波器的Butterworth(巴特沃思)法、ChebyshevTypeI(切比雪夫I型)法、ChebyshevTypeII(切比雪夫II型)法、Elliptic(椭圆滤波器)法和FIR滤波器的Equiripple法、Least-Squares(最小乘方)法、Window(窗函数)法。

FilterOrder(滤波器阶数)选项,定义滤波器的阶数,包括SpecifyOrder(指定阶数)和MinimumOrder(最小阶数)。在SpecifyOrder中填入所要设计的滤波器的阶数(N阶滤波器,SpecifyOrder=N-1),如果选择MinimumOrder则MATLAB根据所选择的滤波器类型自动使用最小阶数。

FrenquencySpecifications选项,可以详细定义频带的各参数,包括采样频率Fs和频带的截止频率。它的具体选项由FilterType选项和DesignMethod选项决定,例如Bandpass(带通)滤波器需要定义Fstop1(下阻带截止频率)、Fpass1(通带下限截止频率)、Fpass2(通带上限截止频率)、Fstop2(上阻带截止频率),而Lowpass(低通)滤波器只需要定义Fstop1、Fpass1。采用窗函数设计滤波器时,由于过渡带是由窗函数的类型和阶数所决定的,所以只需要定义通带截止频率,而不必定义阻带参数。

MagnitudeSpecifications选项,可以定义幅值衰减的情况。例如设计带通滤波器时,可以定义Wstop1(频率Fstop1处的幅值衰减)、Wpass(通带范围内的幅值衰减)、Wstop2(频率Fstop2处的幅值衰减)。当采用窗函数设计时,通带截止频率处的幅值衰减固定为6db,所以不必定义。

WindowSpecifications选项,当选取采用窗函数设计时,该选项可定义,它包含了各种窗函数。

2.1.2带通滤波器设计实例

本文将以一个FIR滤波器的设计为例来说明如何使用MATLAB设计数字滤波器:在小电流接地系统中注入83.3Hz的正弦信号,对其进行跟踪分析,要求设计一带通数字滤波器,滤除工频及整次谐波,以便在非常复杂的信号中分离出该注入信号。参数要求:96阶FIR数字滤波器,采样频率1000Hz,采用Hamming窗函数设计。

本例中,首先在FilterType中选择Bandpass(带通滤波器);在DesignMethod选项中选择FIRWindow(FIR滤波器窗函数法),接着在WindowSpecifications选项中选取Hamming;指定FilterOrder项中的SpecifyOrder=95;由于采用窗函数法设计,只要给出通带下限截止频率Fc1和通带上限截止频率Fc2,选取Fc1=70Hz,Fc2=84Hz。设置完以后点击DesignFilter即可得到所设计的FIR滤波器。通过菜单选项Analysis可以在特性区看到所设计滤波器的幅频响应、相频响应、零极点配置和滤波器系数等各种特性。设计完成后将结果保存为1.fda文件。

在设计过程中,可以对比滤波器幅频相频特性和设计要求,随时调整参数和滤波器类型,

以便得到最佳效果。其它类型的FIR滤波器和IIR滤波器也都可以使用FDATool来设计。

Fig.1MagnitudeResponseandPhaseResponseofthefilter

2.2程序设计法

在MATLAB中,对各种滤波器的设计都有相应的计算振幅响应的函数【3】,可以用来做滤波器的程序设计。

上例的带通滤波器可以用程序设计:

c=95;%定义滤波器阶数96阶

w1=2*pi*fc1/fs;

w2=2*pi*fc2/fs;%参数转换,将模拟滤波器的技术指标转换为数字滤波器的技术指标

window=hamming(c+1);%使用hamming窗函数

h=fir1(c,[w1/piw2/pi],window);%使用标准响应的加窗设计函数fir1

freqz(h,1,512);%数字滤波器频率响应

在MATLAB环境下运行该程序即可得到滤波器幅频相频响应曲线和滤波器系数h。篇幅所限,这里不再将源程序详细列出。

3Simulink仿真

本文通过调用Simulink中的功能模块构成数字滤波器的仿真框图,在仿真过程中,可以双击各功能模块,随时改变参数,获得不同状态下的仿真结果。例如构造以基波为主的原始信号,,通过Simulink环境下的DigitalFilterDesign(数字滤波器设计)模块导入2.1.2中FDATool所设计的滤波器文件1.fda。仿真图和滤波效果图如图2所示。

可以看到经过离散采样、数字滤波后分离出了83.3Hz的频率分量(scope1)。之所以选取上面的叠加信号作为原始信号,是由于在实际工作中是要对已经经过差分滤波的信号进一步做带通滤波,信号的各分量基本同一致,可以反映实际的情况。本例设计的滤波器已在实际工作中应用,取得了不错的效果。

4结论

利用MATLAB的强大运算功能,基于MATLAB信号处理工具箱(SignalProcessingToolbox)的数字滤波器设计法可以快速有效的设计由软件组成的常规数字滤波器,设计方便、快捷,极大的减轻了工作量。在设计过程中可以对比滤波器特性,随时更改参数,以达到滤波器设计的最优化。利用MATLAB设计数字滤波器在电力系统二次信号处理软件和微机保护中,有着广泛的应用前景。

参考文献

1.陈德树.计算机继电保护原理与技术【M】北京:水利电力出版社,1992.

2.蒋志凯.数字滤波与卡尔曼滤波【M】北京:中国科学技术出版社,1993

3.楼顺天、李博菡.基于MATLAB的系统分析与设计-信号处理【M】西安:西安电子科技大学出版社,1998.

滤波器范文篇2

关键词:谐波;有源电力滤波器;滤波电感设计

引言

并联有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置,近年来,有源电力滤波器的理论研究和应用均取得了较大的成功。对其主电路(VSI)参数的设计也进行了许多探讨[1][2][3],但是,目前交流侧滤波电感还没有十分有效的设计方法,然而该电感对有源滤波器的补偿性能十分关键[2]。本文通过分析有源电力滤波器的交流侧滤波电感对电流补偿性能的影响,在满足一定效率的条件下,探讨了该电感的优化设计方法,仿真和实验初步表明该方法是有效的。

图1

1三相四线并联型有源电力滤波器的结构与工作原理

图1为三相四线制并联型有源电力滤波器的结构。主电路采用电容中点式的电压型逆变器。电流跟踪控制方式采用滞环控制。

以图2的单相控制为例,分析滞环控制PWM调制方式实现电流跟踪的原理。在该控制方式中,指令电流计算电路产生的指令信号ic*与实际的补偿电流信号ic进行比较,两者的偏差作为滞环比较器的输入,通过滞环比较器产生控制主电路的PWM的信号,此信号再通过死区和驱动控制电路,用于驱动相应桥臂的上、下两只功率器件,从而实现电流ic的控制。

以图3中A相半桥为例分析电路的工作过程。开关器件S1和S4组成A相的半桥变换器,电容C1和C2为储能元件。uc1和uc2为相应电容上的电压。为了能使半桥变换器正常跟踪指令电流,应使其电压uc1和uc2大于输入电压的峰值。

当电流ica>0时,若S1关断,S4导通,则电流流经S4使电容C2放电,如图3(a)所示,同时,由于uc2大于输入电压的峰值,故电流ica增大(dica/dt>0)。对应于图4中的t0~t1时间段。

当电流增大到ica*+δ时(其中ica*为指令电流,δ为滞环宽度),在如前所述的滞环控制方式下,使得电路状态转换到图3(b),即S4关断,电流流经S1的反并二极管给电容C1充电,同时电流ica下降(dica/dt<0)。相对应于图4中的t1~t2时间段。

同样的道理可以分析ica<0的情况。通过整个电路工作情况分析,得出在滞环PWM调制电路的控制下,通过半桥变换器上下桥臂开关管的开通和关断,可使得其产生的电流在一个差带宽度为2δ的范围内跟踪指令电流的变化。

当有源滤波器的主电路采用电容中点式拓扑时,A,B,C三相的滞环控制脉冲是相对独立的。其他两相的工作情况与此相同。

2滤波电感对补偿精度的影响

非线性负载为三相不控整流桥带电阻负载,非线性负载交流侧电流iLa及其基波分量如图5所示(以下单相分析均以A相为例)。指令电流和实际补偿电流如图6所示。当指令电流变化相对平缓时(如从π/2到5π/6段),电流跟踪效果好,此时,网侧电流波形较好。而当指令电流变化很快时(从π/6开始的一小段),电流跟踪误差很大;这样会造成补偿后网侧电流的尖刺。使网侧电流补偿精度较低。

假如不考虑指令电流的计算误差,则网侧电流的谐波含量即为补偿电流对指令电流的跟踪误差(即图6中阴影A1,A2,A3,A4部分)。补偿电流对指令电流的跟踪误差越小(即A1,A2,A3,A4部分面积越小),网侧电流的谐波含量(尖刺)也就越小,当补偿电流完全跟踪指令电流时(即A1,A2,A3,A4部分面积为零时),网侧电流也就完全是基波有功电流。由于滞环的频率较高,不考虑由于滞环造成的跟踪误差,则如图6所示网侧电流的跟踪误差主要为负载电流突变时补偿电流跟踪不上所造成的。

分析三相不控整流桥带电阻负载,设Id为负载电流直流侧平均值。Ip为负载电流基波有功分量的幅值,。

下面介绍如何计算A1面积的大小,

在π/6<ωt<π/2区间内

ic*(ωt)=Ipsinωt-Id(1)

在π/6<ωt<ωt1一小段区间内,电流ic(ωt)可近似为直线,设a1为直线的截距,表达式为

ic(ωt)=a1-[uC1-Usmsin(π/6)/L]×t(2)

ic(π/6)=ic*(π/6)(3)

ic(t1)=ic*(t1)(4)

由式(1)~式(4)可以求出a1及t1的值。

在π/6<ωt<ωt1(即1/600<t<t1)区间内,ic与ic*之间的跟踪误差面积A1为

同样可以求出A2,A3,A4的面积。

A2=0.405[(I2dL)/(330IdL+(Ucl+0.5Usm))]

由对称性,得到A3=A1,A4=A2

因此,在一个工频周期内,电流跟踪误差的面积A为

A=A1+A2+A3+A4

=[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[165IdL+(Uc1+0.5Usm)]+[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[330IdL+(Ucl+0.5Usm)](5)

这里假定上电容电压Uc1等于下电容电压Uc2,Usm为电网相电压峰值,L为滤波电感值(假设La=Lb=Lc=L),Id为非线性负载直流侧电流。

3滤波电感对系统损耗的影响

有源滤波器一个重要的指标是效率,系统总的损耗Ploss为

Ploss=Pon+Poff+Pcon+Prc(6)

式中:Pon为开关器件的开通损耗;

Poff为开关器件的关断损耗;

Pcon为开关器件的通态损耗;

Prc为吸收电路的损耗。

3.1IGBT的开通与关断损耗

有源滤波器的A相主电路如图7所示。假设电感电流ic为正时,则在S4开通之前,电流ic通过二极管D1流出,当S4开通后,流过二极管D1的电流逐渐转移为流过S4,只有当Dl中电流下降到零后,S4两端的电压才会逐渐下降到零。因此,在S4的开通过程中,存在着电流、电压的重叠时间,引起开通损耗,如图8所示。

由图8可知单个S4开通损耗为

开通损耗为

式中:ic(t)为IGBT集电极电流;

Uc为集射之间电压(忽略二极管压降即为

主电路直流侧电压);

ton为开通时间;

T0为一个工频周期;

fs为器件平均开关频率;

Iav为主电路电流取绝对值后的平均值。类似可推得关断损耗为

Poff=6×(IavUctorr)/2×fs(10)

式中:toff为关断时间。

3.2IGBT的通态损耗

假设tcon为开关管导通时间,考虑到上下管占空比互补,可假设占空比为50%,即tcon=0.5Ts。

则通态损耗为

Pcon=6∑ic(t)Ucestcon/T0=3IavUces(11)

式中:Ts为平均开关周期;

Uces为开关管通态时饱和压降。

3.3RC吸收电路的损耗

RC吸收电路的损耗为

Prc=6×1/2CsUc2fs(12)

式中:Cs为吸收电容值。

fs=(U2c-2U2sm)[2]/8δLUc(13)

通过以上分析,可以得到系统总损耗为

Ploss=Pon+Poff+Pcon+Prc(14)

4滤波电感的优化设计

在满足一定效率条件下,寻求交流侧滤波电感L,使补偿电流跟踪误差最小。得到如下的优化算法。

优化目标为minA(Uc,L)

约束条件为Ploss≤(1-η)SAPF(15)

应用于实验模型为15kVA的三相四线制并联有源滤波器,参数如下:

SAPF=15kVA,Vsm=310V,η=95%,

Id=103A,Iav=18A,δ=1A,

Cs=4700pF,Uces=3V,ton=50ns,

toff=340ns。

在约束条件下利用Matlab的优化工具箱求目标函数最小时L与Uc1的值。可得到优化结果为:跟踪误差A=0.1523,此时交流侧滤波电感L=2.9mH,直流侧电压Uc=799V。

5仿真与实验结果

表1列出了有源电力滤波器容量为15kVA时,电感取值与补偿后网侧电流的THD的比较。

表1不同电感L取值下仿真结果

交流侧滤波电感L/mH直流侧电压Uc/V网侧电流的THD/%

2.980016

580021.5

780024

图9,图10与图11是当Uc=2Uc1=800V,APF容量为5.2kVA时,电感L分别取7mH,5mH,3mH时的实验结果,补偿后网侧电流的THD分别为14.1%,18.3%,20.1%,与优化分析的结果相吻合。

滤波器范文篇3

广播电视用的带通滤波器具有频率选择过滤杂波的作用,其能对特定频点以外的频率进行有效滤除,让发射机能发送比较纯正的载波,实现广播电视节目较高质量的视听效果。滤波器通常在发射机输出端与天线之间设置,是广播电视发射系统中不可或缺的重要设备之一。本人结合“村村通”乡镇台站装机的案例,讲述广西地面数字电视滤波器故障的修复过程。

二、故障现象

凯腾四方50W数字电视发射机(如图1),装机接好信号源和发射机线路后,开机调试好设备。但发射机总是反射功率过大,设备进行保护,功率开不起,调试软件上输出停播位告警。

三、故障分析

故障筛查,检查发射机接线正确,复查调试环节也不存在问题。试着把发射机滤波器去掉,发射机出口馈线直接接天线,这时开启发射机功率启动并能正常的发射信号,接收该信号也能正常的播放节目。从而确认该凯腾四方发射机功率开不起是因为中间环节的滤波器存在问题。滤波器一般在供应商出厂的时候都有合格检测,但在运输途中磕磕碰碰可能会出现问题。诊断滤波器的故障情况,需要用天馈线测试仪测试其驻波比。该凯腾四方数字电视发射机的滤波器是为36CH频道过滤杂波,该频道对应的中心频点是698MHz,用AnritsuS332D天馈线测试仪进行检测,测试步骤:1.打开天馈线测试仪S332D,选择频率-驻波比模式,设置频率检测范围:起始频率F1=680MHz,终止频率F2==720MHz;设置振幅底线=1,顶线=5。仪器RFOUT口接上测试线,测试线另一端接上标阻,按仪器上的STARTCAL键进行校准。2.仪器校准成功后按HOLD键,暂停扫描。摘掉标阻,测试线直接连接到滤波器输入端In口,滤波器输出端Out口接上50Ω电阻模块。3.按仪器上RUN键开始测试滤波器驻波比。按MARKER键标记节点M1=698MHz,测试出结果:该滤波器在698MHz频率处,驻波比达到3.27(如图2)。驻波比是用来表示天线、滤波器和电波发射台是否匹配的一个数值。驻波比等于1时,表示阻抗完全匹配,此时高频能量全部能辐射出去,没有能量的反射损耗;驻波比为无穷大时,表示全反射,能量完全没有辐射出去。该凯腾四方滤波器的驻波比为3.27,按照驻波反射的换算(SWR为驻波比):功率反射率===28%发射机功率反射达到28%,反射过大设备进行保护。所以要调节修复滤波器,让其驻波比的值接近1,减少发射机的功率反射。

四、故障处理

带通滤波器顾名思义是有特定的通频带,只允许通过某一范围内的频率分量,其它范围的频率分量被衰减到极低水平。此筛选频率分量功能由滤波器内部的电阻、电感和电容组成的RLC谐振电路实现。凯腾四方50w数字电视的滤波器内部为谐振腔体结构,一个腔体能够等效成电感并联电容,从而形成一个谐振级,实现滤波功能。凯腾四方腔体滤波器内部为六腔体结构,为六阶滤波,其内部结构如图3与等效电路如图4。腔体滤波器等效电路图,图中并联电感电容表示单独的谐振腔,串联的电感表示谐振腔之间的磁耦合。LC并联,发射机信号穿过滤波器电压从Vi变成V0,信号的频率低时电容阻抗大,但电感阻抗很小,电流都走电感,输出电压V0很小;信号频率高时电感阻抗大,但电容阻抗很小,电流都走电容,输出电压V0很小;信号频率适中不大不小时,电容与电感的阻抗相当,此时通过两者的电流大小相当但相位相反,互相抵消,LC并联的综合效果变成阻抗极大,电压输出V0很大。所以带通滤波器能吸收不必要的杂波,只允许特定的频率波通过。滤波器的好坏,关键在其阻抗是否匹配,阻抗若不匹配驻波比就会异常,修复需要机械调节谐振腔开路端和谐振腔之间的调谐螺钉,通过调整调谐螺钉改变电感、电容来改变阻抗,进而改变其谐振频率和带宽。用仪器测试滤波器,边调节调谐螺钉,边观测滤波器回波损耗的波形,将通频带的回波损耗降低到一定数值,其驻波比能得到相应的改善。回波损耗是传输线端口的入射波功率与反射波功率之比,以对数形式来表示,单位是dB,一般是负值,其绝对值称为反射损耗。根据回波损耗与驻波比的关系,当回波损耗数值为0时,驻波比无穷大;当回波损耗数值为负无穷大时,驻波比为1;回波损耗的数值达到23db时,对应的驻波比约为1.15,符合滤波器驻波比的指标要求。故修复此故障滤波器需要通过调节调谐螺钉改善其回波损耗,将滤波器通频带698MHz处回波损耗的波形大概降至-23db以下,对应的驻波比为小于1.15,此处的功率反射足够小,满足发射机的要求。调试凯腾四方36CH(698MHz)滤波器的回波损耗:1.打开天馈线测试仪S332D,选择频率-回波损耗模式,设置检测频率范围:起始频率F1=680MHz,终止频率F2==720MHz;设置振幅顶底线=0db,底线=40db。仪器RFOUT口接上测试线,测试线另一端接上标阻,按仪器上的STARTCAL键进行校准。2.仪器校准成功后,摘下标阻,测试线直接接到滤波器输入端In口,滤波器输出端Out口接上50Ω电阻模块,进行扫描。按MARKER键标记节点M1=698MHz,M2=697MHz,M3=699MHz。标记3个相近频点,是为了在698MHz处调出足够带宽的波形,防止滤波器因温度升高时,波形跑偏而影响驻波比。3.松动滤波器的调谐螺钉螺帽,观察滤波器的回波损耗曲线,此时回波损耗波形变化比较敏感,用手指按压或抽拉每颗调谐螺钉,试探回波损耗波形的走向。用螺丝刀微扭调谐螺钉,先左右调节波形的频率,把波形的波谷调至标记的698MHz处,再把此处波形的波谷适当调宽。然后上下调节波形的振幅,把调宽的波谷整体的往下移。这个过程需要细心,也需要耐心。4.调节滤波器698MHz处回波损耗的波形降至-23db以下(如图5),切换天馈线测试仪的模式到频率-驻波比模式,查看调节后的驻波比曲线(如图6),此时698MHz处的驻波比为1.07,且驻波曲线的带肩够宽,则波形符合要求。5.调试好滤波器的驻波比后,对滤波器的调谐螺钉进行螺帽紧固即可。紧固螺帽时,需同时观察仪器上滤波器驻波比的变化,以免动作过大而造成波形偏移。经过调试修复,该凯腾四方滤波器的驻波比从3.27变到1.07,已符合发射机阻抗匹配的要求。我们将滤波器重新接回发射机线路,发射机开机成功且功率正常,并且接收信号能正常的播放节目。

五、结束语

广播电视系统的每一个设备,都有其重要的作用。广播电视滤波器在日常工作中,故障率相对较少,但掌握其检修维护是我们广电人的必备技能之一。为确保广播电视节目的安全播出,保障人民群众视听节目的权益,广播电视系统的每一环节都不容忽视。

参考文献:

[1]郭勤武,江娟,雷泽林,章天金.六腔带通介质腔体滤波器的设计与优化[J].内蒙古科技大学学报,2016(04).

滤波器范文篇4

1事故概况

1.1值班员发现110kV线路单相PT接线盒处有漏油现象,申请线路停电,打开接线盒检查,发现通讯端子与接地端子之间绝缘板放电击穿漏油,将通讯端子与接地端子短接,更换绝缘板后送电正常。

1.2值班员巡视发现220kV单相PT引至结合滤波器的连线松动掉下,接线盒处有渗油现象,停用该通道高频保护,紧固连线、更换绝缘板后送电正常。

2事故原因分析

两次事故有其共性,一次由于110kV线路无结合滤波器,基建施工单位未将通讯端子与接地端子短接,另一次是由于引线松动,两次都导致分压回路开路,致使通讯端子处电压升高,与接地端子间绝缘击穿,导致漏油。

具体原因为:单相PT的接线柱处用绝缘板密封,此绝缘板耐压仅为10kV,而通讯端子与接地柱间相距不过几厘米,容易导致两接线柱间绝缘击穿,密封垫松动,PT漏油。而且每次线路停送电都将发生一次放电击穿,多次放电后造成漏油严重。

此外,由于分压器的容抗比较大(617k),使绝缘击穿时电流只有0.21A,故对单相PT的损坏并不大,也不易被发现。

3其它危害及处理措施

3.1由于开路后高频保护通道破坏,收不到对侧的高频信号,将导致高频保护误动或拒动。此时应及时停用与该通道配合的高频保护,而高频通道试验不正常时,也是判断其开路的重要依据。

3.2由于通讯端子可能出现接近额定电压的高压,此种情况禁止带电工作,以免伤害工作人员。平时在结合滤波器回路上工作时必须合上接地刀闸,防止开路时产生高压危害到工作人员的人身安全。

滤波器范文篇5

1引言

随着滤波器的应用,数字滤波已经成为了广泛使用的滤波方式。在实际的储存过程与运算过程中,量化误差不可避免。本文基于数字滤波器的极点零点的分析,研究了不同结构与阶数的数字滤波器的有限字长的效应影响。

2.滤波器的设计分析

滤波器的分类从单位脉冲相应长度上可以分为FIR滤波器和IIR滤波器.IIR滤波器能够以较低的阶数达到预期的效果,但它为递归结构,在定点DSP上实现时受计算精度的影响,可能出现振荡;而FIR滤波器是非递归结构,总是稳定的,且具有严格的线性相移。

3数字滤波器的结构设计分析

3.1级联型

级联型将系统函数H(z)因式分解为较低的二阶节的乘积.级联型结构的灵敏度特性优于直接型和正准型结构。每一级分子的系数确定一对零点,分母的系数确定一对极点,因为子网络的零极点也即整体网络的零极点,所以整个系统的零极点都可以准确的由每一级的系数来调整和控制。

3.2直接型

直接型按给出的差分方程直接实现。系数对滤波器的性能控制作用不明显。极点对系数的变化过于灵敏,易出现不稳定或较大误差。运算的累积误差较大

3.3并联型

并联型将系统函数H(z)因式分解为双二阶之和,并联网络能独立的调整系统的极点位置,但不能控制零点。并联结构的灵敏度由于直接型和正准型,运算累积误差比级连型小。

4数字滤波器的性能指标

数字滤波器的性能指标,滤波器的时频特性、频域特性,零点特性,极点特性,滤波器的单位冲激响应以及稳定性等都可判定。

4.1有限长字效应对零点极点的影响:

误差大,系统的零点极点就变化大,系统稳定性的变化就会很灵敏。所以,零点,极点图变化能反映误差的大小:滤波器的系统函数H(Z)的零极点决定了系统的频率响应特性,零极点的位置的精度决定了滤波器等精度。系数量化误差导致零极点偏移其应有的位置,从而影响滤波器的精度,甚至导致滤波器不稳定。

4.2滤波器阶数在量化中的影响:

滤波器阶数越高,系统越不稳定:滤波器结构的角度分析,高阶直接型结构的极点多而密集,低阶直接型结构的极点少而稀疏,因而前者的极点位置偏移量对系数量化误差更为敏感。

以下是椭圆型滤波器在阶数为5和20不同的位数为6的系数量化后的频谱特性:

图4-1为5阶椭圆滤波器量化前后的频谱特性

图4-2为5阶椭圆滤波器量化前后零极点特性

以上为5阶的滤波器,可以看出极点的在量化前后的变化幅度不是很大,系统的破坏性轻微,所以稳定性变化不是很明显。

图4-3为20阶椭圆滤波器量化前后的频谱特性

图4-420阶椭圆滤波器量化前后零极点特性

从图4-3和图4-4中看出,20阶的椭圆滤波器滤波前后的变化,可以看出极点的在量化前后的变化幅度很大,系统的破坏性严重,所以稳定性也有了很大的不同。

从以上的分析,我们可以得到滤波器阶数在量化效应中对滤波器的性能的影响很大,设计滤波器过程中,使我们不容忽略的因素。

4.3滤波器结构对误差的影响

滤波器结构的角度分析,高阶直接型结构的极点多而密集,低阶直接型结构的极点少而稀疏,因而前者的极点位置偏移量对系数量化误差更为敏感。因此,可进一步得出结论:由于级联型结构和并联型结构是由一阶或二阶滤波器级联或并联而成,因此他们的极点位置偏移量对系数量化误差要小得多。同时,对于极点灵敏度要求极高的场合,可以采用双精度系数以便有效的达到精度要求。

以下是针对一个滤波器验证各个结构的影响:直接型系数为a=[0.04];b=[1,-1.7,0.72]的低通滤波器在不同的结构中的量化后的零点,极点的变化,观察其稳定性能。直接型最差,级联型次之,并联型最优。

4.3.1直接型量化影响

无论是直接I型还是II型对系数的的精度的要求都是很严格的,在极点零点的观点看,系统零点组中一个系数的变化将会影响各个零点的分布。当阶数增高时,这种影响将会更大。所以,通常很少采用直接型的形式来实现高阶的系统,而是采用一系列不同形式的组合的低阶的系统来实现。

幅频和零点极点的变化:

图4-5直接型滤波器量化前后零极点特性

可以4-5滤波器量化前后的零点极点特性中看出量化后零点,极点的变化浮动很大。

4.3.2级联型量化影响

级联的结构的级联次序是可以互换的,同时,零点、极点的搭配也是任意的,所以级联的结构不是唯一的。也就是说,级练的结构有不同的排列方案。不同的排列方案,产生的误差也是不同的,所以有一个最优化的问题。

图4-6级联型滤波器量化前后零极点特性

观察图4-6级联型滤波器量化前后的零点极点特性中看出量化后零点,极点的变化浮动不大。

4.3.3并联型量化影响:

对于并联结构,可以控制其极点,但是不同控制其零点。对于运算误差,对与并联的运算误差,并联的各个基本节点不相互影响,并联的误差不会作为如级联的那样又作为后级的输入,应此,并联结构的误差比级联型结构的运算误差要小一些。总之,除了在对零点的精度要求高时,用级联结构,其它的用并联结构。

图4-7并联型滤波器量化前后零极点特性

可以图4-7并联型滤波器量化前后的零点极点特性中看出量化后零点,极点的变化浮动很小。

5结果与结论

通过以上仿真,得出下表:

结构零点

变化极点

变化反馈的程度系统量化后稳定性

直接型灵敏度快灵敏度快多,环路多量化后变化大

级联型灵敏度比较快灵敏度比较快中,环路较多量化后变化比较大

并联型灵敏度比较慢灵敏度比较慢少,环路少量化后变化小

表5-1不同的滤波器结构对量化后对性能影响

通过以上的效应分析,直接型的缺点为极点对系数的变化过于灵敏,易出现不稳定或较大误差,运算的累积误差较大;级联型结构的灵敏度特性优于直接型结构,由子网络组成,整个系统的零极点都可以由每一级的系数来调整和控制;并联结构的灵敏度优于以上两种结构,运算累积误差比级连型小。结构反聩越严重,系统对量化效应就越灵敏,在滤波器的结构设计中要尽量少反馈的影响,从而减少有限字长带来的负面影响。

参考文献

[1]吴镇扬.数字信号处理.高等教育出版社.2004.9

[2]胡广书.数字信号处理——理论、算法与实现.清华出版社.1997

[3]邹锟,袁俊泉等.NATLAB6.x信号处理.清华大学出版社.2002

滤波器范文篇6

关键词:SDR地面站数字上变频器Inverse-SINC预补偿滤波

随着A/D/A器件与DSP处理器的迅速发展,使得软件无线电技术广泛地应用于陆上移动通信、卫星移动通信与全球定位系统等。本文利用软件无线电的思路,针对中科院创新一号低轨移动小卫星多功能地面站设计的具体要求,研制了一套基于软件无线电技术的多信道发射机设备。该地面站发射系统数字基带部分采用全软件化设计,核心部件是可编程的DSP及FPGA,可同时处理三路信号。该设备具有以下三个优点:多模工作;无线通信系统可升级;发射配置动态更改。该设备可根据实际需要灵活配置系统,适用范围大大扩展。

1系统构成

SDR地面站发射系统如图1所示。该系统的发射速率为2.4kbps窄带、2.4kbps扩频、19.2kbps窄带或它们混合的速率。中频分别为18.45MHz、20MHz、21.85MHz。DAC的采样频率为78.336MHz。发射系统中FPGA实现FIFO、信道编码、扩频、内插滤波、数字上变频、信道合成、DAC预补偿滤波器等功能。这些功能都集成在一片XilinxVirtexII芯片中。

2FPGA部分功能模块

2.1FIFO模块

FIFO完成数据缓存功能。为了节省不必要的资源,设计了一个长度为32、深度为2的FIFO。即当一个寄存器32位取完时发出中断给DSP,同时读、写寄存器指针变换,DSP响应中断向FIFO写数,此时数据还在不断地读出。这样就实现了用最少的资源实现数据缓存。

2.2信道编码

在实际信道上传输数字信号时,由于信道传输特性不理想及加性噪声的影响,所收到的数字信号不可避免地会发生错误。采用信道编码可以将误码率降低。本系统主要采用性能较优的卷积编码和差分编码等。

对于窄带信号还有扰码(CCITTV.35)。扰码能改善位定时恢复的质量,还能使信号频谱弥散而保持稳恒,能改善帧同步和自适应时域均衡等子系统的性能。

对于扩频信号还有扩频编码。在直扩系统中,用伪随机序列将传输信息扩展,在接收时又用它将信号压缩,并使干扰信号功率扩散,提高了系统的抗干扰能力。

编码过程在DSP的控制下进行,数据从DSP送出,并标识信道特征,FPGA识别后进入相应的编码通道,这样三路信道可以分时进行编码处理。由于硬件速度快的特点,可视为同时处理。

2.3信道合成

信道合成模块由内插滤波器、数字上变频、信道复接三部分组成。

2.3.1内插滤波器

各信道滤波器性能指标如表1所示。

表1各信道滤波器指标

滤波器性能要求

19.2kbps窄带收信机在f0±80kHz外,杂散小于50dBc;谐波(二、三次)小于40dBc

2.4kbps窄带发信机在f0±10kHz外,杂散小于50dBc;谐波(二、三次)小于40dBc

2.4kbps扩展发信机在f0±1.25MHz外,杂散小于50dBc;谐波(二、三次)小于40dBc

为了以最少的滤波器阶数得到较低的符号间干扰和高阻带衰减,成形滤波器采用一个根升余弦滤波器,滚降系数0.4。其频域表达式为:

式中α为滚降因子,取0.4。

成形滤波器设计采用频率采样技术,这样可以得到阶数较低、性能较好的滤波器。成形滤波器一般采用4倍或8倍的内插系数。先用MATLAB把滤波器阶数和系数确定下来,这样可以用移位加运算代替乘法以节省大量硬件资源。在FPGA实现时,采用DA(DistributeAlgorithm)技术。DA技术提出了二十多年,广泛应用于线性时不变信号处理,已被证明不适用于可编程DSP的固定指令系统结构,但是用FPGA实现却是个好的选择——DA电路中没有直接的乘法器,乘法可由查找表得到。

CIC滤波器是一种灵活的无乘法滤波器,适合于硬件实现,并可处理任意大的数据率变换。由此,第二级内插滤波采用CIC滤波器是最佳选择。

在不降低性能的前提下,从节省资源的角度考虑,各信道内插滤波器分为两步实现:第一级FIR成形滤波器,第二级内插滤波器采用五级CIC滤波器。各信道滤波器内插分解为两级,大内插系数滤波器由CIC完成,其结构如图2所示。实验结果表明这样做并不影响性能。

三路信道内插滤波器分别描述如下:

(1)2.4kbps窄带信号:编码后信号采样率为4.8kHz,要用78.336MHz进行采样,必须经过78336/4.8=16320倍内插。第一级采用75阶8倍内插成形FIR滤波器,第二级采用2040倍五级CIC内插滤波器。

(2)19.2kbps窄带信号:编码后信号采样率为38.4kHz,要用78.336MHz进行采样,必须经过2040倍内插。第一级采用75阶8倍内插成形FIR滤波器,第二级采用255倍五级CIC内插滤波器。该路信道所有内插滤波器频率响应如图3所示。

(3)2.4kbps扩频信号:编码后信号采样率为1.224MHz,要用78.336MHz进行采样,必须经过64倍内插。第一级采用25阶4倍内插成形FIR滤波器,第二级采用16倍五级CIC内插滤波器。

2.3.2数字上变频

数字上变频器的主要功能是对输入数据进行各种调制和频率变换,即在数字域内实现调制和混频。笔者设计了三个单路数据DUC。

在BPSK调制模式中,内插滤波器把数据流采样频率升至时钟频率后,通过载波NCO进行混频。DUC设计取22位累加器,SIN/COS的分辨率为12位。其频率输出调谐精度为18.68Hz。NCO简单结构如图4所示。

2.3.3信道复接

三路信道分别完成数字上变频后经过一个加法器变为一路信号送至DAC,这样只需要一个RF模块就可完成发射功能。如图5给出了发射机信道复接后的频谱。

2.4Inverse-SINC预补偿滤波器

Inverse-SINC预补偿滤波器用于补偿发射时由DAC采样保持工作导致的频率响应的失真。该偏差在21.85MHz时为-1.142dB。为了达到性能最优化,采用频率采样的方法设计了一个11阶的补偿滤波器,该滤波器频率响应如图6所示。

滤波器范文篇7

“数字信号处理”课程涉及众多理论和方法,如何在可视化系统中将其系统展示具有一定挑战性。经过多年的教学实践,我们将该课程划分为3个模块,即信号采集、信号分析和信号处理,分步进行讲授。信号采集部分。采用相应传感器及调理电路,获取合理幅值的模拟信号,依据奈奎斯特采样定理,将模拟信号转换为数字信号以便后续处理。信号分析部分。借助傅里叶变换等分析工具,对信号进行时域和频域分析,提取信号特征。信号处理部分。针对信号特征,设计各种类型的滤波器,对信号进行滤波处理。图1所示,即为“数字信号处理”课程的教学内容。

2课程可视化系统架构

“数字信号处理”课程的可视化系统主要包含信号采集、信号分析、信号处理三部分,以矩形脉冲信号、脉搏信号和声音信号为处理对象。系统整个架构示于图2。2.1信号采集系统。信号采集系统结构示于图3。图3信号采集系统结构该系统设计应用虚拟仪器原理及其设计思想,以个人计算机硬件和Windows操作系统为依托,借助蓝牙无线通信技术实现信号的无线传输,利用LabVIEW2010设计系统采集程序,从而将下位机发送的数据引入个人计算机系统当中,然后利用计算机强大的存储、运算和显示能力实现信号的保存和实时地显示。一个脉搏信号采集和显示界面如图4所示。2.2信号分析系统。以矩形脉冲信号和脉搏信号为处理对象,建立三维傅里叶变换动态演示系统,通过动态叠加展示傅里叶变换实质,进而展示信号频域分析过程。根据傅里叶变换可知,任何连续测量的时域信号,都可以表示为不同频率的正弦波信号的叠加。本设计以频率为255Hz的矩形脉冲为处理对象,可以将其分解成N个正弦波(或者余弦波)叠加而成的。取若干个变换后的频率分量进行叠加,也就是对其进行傅里叶逆变换,将矩形脉冲的频域表示形式变换为时域表示形式,观察其逆变换后的波形并与原始矩形波形对照,进而分析傅里叶变换实质及频域分析过程。将矩形脉冲做256点的FFT变换,并进行1-16,1-32,1-48……1-256顺序叠加,观测叠加结果发现当取低频16点时其叠加时域波形即具有矩形脉冲信号轮廓,随着叠加点数的增加其时域波形越来越逼近矩形信号,高频分量对时域波形边沿影响明显,如图5所示。2.3信号处理系统。该滤波器可视化教学系统主要完成如下四个方面功能:①显示零极点变化对滤波器性能的影响。通过零极点在单位圆上的变化,观察滤波器幅频特性和相频特性的变化,以及脉冲信号和声音信号的改变。②设计低通、高通、带通和带阻滤波器,从时域和频域观测其对信号的作用。③相频特性对滤波器性能的影响。设计滤波参数相同的IIR滤波器、FIR滤波器和零相位滤波器,观察其相频特性的区别,进而对比分析将脉冲信号和声音信号通过三类滤波器后的变化。④滤波器阶数对滤波器性能的影响至关重要,观测相同类型滤波器不同阶数和不同类型滤波器相同阶数时滤波器性能的变化以及它们对信号的产生的影响。具体界面如图6所示。

3结语

滤波器范文篇8

关键词:谐波造成的危害系统接线

1谐波造成的危害

谐波主要是由称为谐波源的大功率换流设备(包括化工电解整流设备)及其它非线性负荷产生,谐波源产生的谐波不但危及电网及其它电力用户而且也危及自身,因此谐波的治理是十分必要且有实际经济效益的。本文以滏阳化工厂为实例对谐波的产生及治理方案进行了分析研究。

该化工厂由郝村站供电,站内装设三组共10.8Mvar并联电容器,分别串联有4.5%,7%和12%电抗率的电抗器,分别用于限制五次及以上、四次及以上、三次及以上高次谐波放大并分别对五次谐波、四次谐波、三次谐波形成不完全滤波。

投运后电容器出现严重过负荷,噪音异常,个别电容器投运不久就发生鼓肚现象,后测试发现母线谐波电压和电容器回路谐波电流严重超标,为防止设备进一步损坏,将10.8Mvar电容器全部退出运行。

通过对赫村站进一步测试结果表明,谐波主要是来自滏阳化工厂,不仅谐波含量高而且谐波频谱范围宽(最低为二次)。

在齐村热电厂供电区内,电网及用户近几年也相继发生了一些问题,如王郎110kV变电站综合自动化继电保护装置曾多次发生误动,调查分析普遍认为谐波造成保护误动的可能性比较大。另外,谐波对热电厂的发电机也带来了一些不利影响,发生过保护误动故障(主要是谐波中的负序分量影响),热电厂曾以某种方式就此提出异议等。郝村站供电范围内用户的低压电容器普遍投不上致使用户功率因数低而被罚款。这些问题的产生是由于谐波造成的。

化工厂配电系统接线为单线四分段,每段母线由郝村一回10kV出线供电(郝村一段母线带二回出线),每段母线接一台整流变压器,其中有两台的额定容量为12.5MVA,正常每台带负荷5~6MVA,另两台变压器额定容量均为8MVA,正常每台带负荷为5MVA,四段母线正常分列运行。整流变压器一次接线为三角形,二次侧为双反星形接线,可控硅整流,其中两路还分别接有1.8Mvar和1.2Mvar并联电容器,电容器回路未串联电抗器。详见图1。

经过专业人员对化工厂配电系统的接线,设备配置,运行情况进行多次调查和测试,基本摸清情况,并对产生2次及以上高次谐波的原因进行了分析,制订了治理方案。

2原因分析

2.1系统接线

一般地讲,并联运行的整流机组尤其是可控硅并联机组,对供电电压的相位要求非常严格,其交流侧不应有两个电源分别供电,如有必要则需对这两个交流电源的供电特性,如电压水平、周波等应有严格的要求,化工厂四台整流装置直流侧并联运行,其交流电源分别由郝村站一回10kV出线供电,每两回10kV出线接在一段母线上,并分别由两台分列运行的变压器供电,其中110kV侧或由齐村同一母线供电,或一台变压器由齐村供电,另一台由邯郸热电厂供电,虽然能保证周波一致,但由于自同一电源点至整流装置的交流侧,由于网络参数不一致,负荷不同,使电压降亦不同,尤其是变压器电压差别更显著一些,致使各组整流机组的触发时间不同步导通角不尽一致,并由于波形畸变可能使整流装置的导通情况差异更大,产生非特征谐波。

2.2整流变压器接线

四台整流变压器接线,一次绕组接线为三角形,二次侧为双反星形接线,等效为六相接线,其产生的特征谐波为:

n=kp±1k=1,2……(1)

理论计算对于p=6相其谐波为5,7……。

实际上在电解工业中,广泛应用两台六脉波桥式接线整流机组并联组合形成等效十二脉波电路,对于二次为双反星形接线的桥式整流回路,形成等效十二脉波,只需将其一次侧绕组一台接成星形另一台接成三角形(见图1b),使两台整流变压器低压侧形成30°相角差,对于等效十二脉波整流电路应用(1)式计算,理论上只存在11、13等高次谐波,即可将含量较高的5、7次谐波消除,而又无需附加任何投资,这是一种非常好的方法,显然四台变压器一次全部采用三角形接线,二次双反星接线属于设计选型配置不当。

两种接线方式接线如图1所示。

2.3控制角

分析四组整流装置变压器高压侧谐波电流,不但含有奇次谐波而且含有偶次谐波,尤其以39#变更为严重,其产生的原因之一是可控硅整流装置触发角不同及器件特性有差异而产生异常谐波(即非特征谐波)。

2.4电容器装置的影响

在38#、39#整流装置的高压侧母线上分别接有未串联电抗器的并联电容器组,高压并联电容器对整流装置的换相角和谐波电流发生量以及电网侧电压畸变程度都有影响。

从测试结果对比分析不难看出,电容器的投入与否,对谐波电流的影响非常明显。

3治理措施

由于滏阳化工厂谐波负荷的特殊性——既有特征谐波,又有非特征谐波,并且含量较高,涉及到设备本身存在的问题,已不能采用单一的装设滤波装置,还需要改变变压器接线,治理整流装置——即需要采取综合治理方案,才能有较好的滤波效果,并且改变变压器接线,治理整流装置不但属于治本而且与装设滤波装置相比可以以较少的投入取得较好的效果。通过综合治理使注入系统的谐波电流和母线谐波电压都在国家标准允许范围以内,使电力系统能够安全可靠地优质供电。

3.1治理整流设备

3.1.1改变整流变压器接线,将其中两台变压器高压侧接线由三角形改为星形,使一台一次星接的整流变与一台一次为三角形接线的整流变并列运行,使其等效为十二脉波整流,使谐波电流含量较高的5、7次谐波被基本消除,当然需要增加平衡电抗器,见图1。

将变压器一次绕组由三角形改为星形接线,需要将高压绕组匝数减少42.3%,存在的问题是变压器绕组容量下降为额定容量的57.7%,实际上改后的容量可达到额定容量的60%~70%,需要核算改后变压器容量是否能够满足负荷要求,如容量不存在问题,改变变压器一次绕组接线不失为一种较好的方案。

3.1.2产生非特征高次谐波的主要原因是整流装置本身,因为一般情况下,电源电压为三相对称系统,供电回路为三相对称回路,产生非特征高次谐波主要是由于整流装置可控硅的触发角不同或器件特性存在差异,通过改进控制回路并调整不合格可控硅,使2、3、4、6次等非特征高次谐波基本被消除(将模拟控制器改为计算机控制器)。

3.1.3取消高压侧普通并联电容器,因为其对整流装置的导通情况产生影响并对高次谐波电流产生放大作用,其危害太大,需要拆除以消除其影响。

置消除其差异取得的效果对滤波装置的设置有影响,若基本能消除2、3、4次及以上偶次谐波则滤波装置只需滤除5次及以上的奇次谐波。若2、3、4次及以上偶次谐波仍超过国家标准,则滤波装置需滤除二次及以上高次谐波,高次谐波次数越低对相应的滤波设备要求也愈高,显然这种情况我们不希望出现,因为它将使滤波装置复杂,投资高、损耗大,运行费用也提高。

我们认为,经过治理整流设备应该能消除或基本消除偶次谐波及三次谐波,使其注入系统的谐波电流含量在标准允许范围之内,万一达不到这种效果再考虑装设相应的滤波装置。

滤波方案按以下条件确定:

(1)每套滤波装置装设5、7、11次单通滤波器,单通滤波器选择R-L-C串联的B型滤波器,装设一套13次及以上的高通滤波器,其选择H型滤波器。

(2)按改进化工厂一次接线方案即两套整流装置设置一套滤波装置,在化工厂共装置两套滤波装置。

(3)暂按不改变变压器一次绕组配置滤波装置,如果改接线实施时再取消5、7次单通滤波器。按目前实测的谐波电流含量设计滤波装置,待治理整流设备后实测谐波电流再调整滤波器参数。

3.3滤波器设计

3.3.1设计条件

为使滤波器设计合理,既满足滤波要求又尽可能节约投资和降低损耗,需要掌握以下三个条件:

(1)系统阻抗(高频阻抗)及其变化范围

需要了解系统在各种运行方式下的阻抗频率变化曲线,或者最不利条件时即最小运行方式下的阻抗频率曲线。工程上对于10kV系统可以等效为感性阻抗,并认为系统高频阻抗始终是感性,本工程中,在最小运行方式下的基波阻抗值为Xx=0.5(Sj=100MVA)。

n次谐波下的系统谐波阻抗为"

Xnx=0.5n

(2)谐波源产生的谐波量

根据以往多次实测结果综合确定,各套整流装置的谐波电流见表1。

由于测量是随机的,具有分散性和不完全性,根据实际情况,在实测结果基础上再考虑一定的余量作为设计参数。

(3)谐波限制标准

对谐波的限制以我国现行有关标准为目标值。本工程设计标准略高于国家标准(主要是考虑负荷有可能要发展及留有适当的余度)。

3.3.2滤波方案确定

交流滤波器可以在滤除谐波的同时,提供无功补偿,即滤波器具有滤波和补偿双重作用,确定滤波器容量时道德根据无功补偿需要确定一定电容量,根据测量结果化工厂目前政党生产共需要10Mvar无功,计及其安装的并联电容器后共需要13Mvar无功,考虑到本厂目前实际生产能力达不到设计能力,因此每台滤波装置补偿按6Mvar设计,共需要12Mvar。

滤波器的总补偿容量确定后,根据支路谐波电压基本相等原则,确定低通滤波器各支路容量和高通滤波器容量。

设n次调谐滤波器挂在相电压为UP的接线上,因为是n次调谐,所以有:

n次调谐滤波器的电容器两端谐波电压为:

为了使各次调谐滤波器的电容器谐波电压基本一致,须使ωCn∝In/n代入(5)式得:

(8)式即为无功补偿容量QC分配公式。

根据化工厂谐波次数及谐波电流计算各支路滤波容量

5次谐波电流65A;

7次谐波电流65A;

11次谐波电流30A;

13次谐波电流25+20=45A;

总的无功补偿容量按6Mvar计算则

Q5=13/28.8×6000=2708kvar

取2700kvar

Q7=9.3/28.8×6000=1800kvar

取1800kvar

Q11=3/28.8×6000=625kvar

取600kvar

Q13=3.5/28.8×6000=729kvar

取900kvar

按上述分配结果确定的方案如图2所示。

对于5、7、11次单通滤波器采用最佳品质因数的方法求解其电阻值,一般品质因数Q在30~60之间。

对于13次高通滤波器按最佳滤波效果计算其它参数。

上述参数作为初步方案,待治理整流设备后,根据那时的谐波电流情况再作调整和详细的工程设计计算。

3.4单调谐滤波器与电力系统的谐振

对于n次单调谐滤波器,其电感元件Ln与电容元件Cn满足n·ωLn=1/(nωCn),而对于低于n次的m次谐波,n次单调谐滤波器回路呈容性,在一定条件下,单调谐滤波器与系统可能发生并联或串联谐振,谐振时发生的过电流和过电压将增大损耗,损坏设备,危害非常严重,因此,必须避免单调谐滤波器与系统发生谐振现象。

单调谐与系统发生并联谐振的等效电路见图2。经过分析可以得出结论,对于n次单调谐滤波器为防止发生m次谐波谐振只要使

式中:LS—系统等值电感;

Ln—n次滤波器等值电感;

Cn—n次滤波器等值电容

实际工作中,为防止发生并联谐振,一般采取的措施是使nωLn略大于1/(nωCn)使回路对于n次谐波略呈感性,当然这种措施是以降低滤波效果为代价,因此需要兼顾防止谐波放大和滤波效果,使其都在目标值范围内。

同样,对于n次单调谐滤波器还有与系统发生m次谐波串联谐振的可能性,对于本项目而言基本不存在这种可能性,不再作讨论。

4效益分析

经过谐波治理,预计达到的效益为:

(1)谐波电压和谐波电流等项电能指标均符合国家标准,从而保证电网安全、可靠、经济运行。

(2)电力设备损耗下降,噪音降低,减小绝缘老化程度,延长设备使用寿命。

(3)郝村站10.8Mvar电容器能够正常投入使用,每年运行7000h,无功经济当量按0.1,每kW·h按0.2元计算,每年可产生效益10800×7000×0.1×0.2=151.2万元。

(4)化工厂按12Mvar滤波装置每年产生效益:12000×7000×0.1×0.2=168万元

(5)改造后使整流效率从0.92提高到0.98,按年耗电1×108kW·h计,可节约电能6×106kW·h合120万元。谐波治理后,每年经济效益可达到440多万元,是十分可观和有益的。

5投资计算

(1)整流设备治理暂按15万元计列;

(2)变压器改造按15万元计列;

(3)滤波装置按80×12000元=96万元;

共计投资约126万元。

6结论

经过工程技术人员较长时间的测试和理论分析对滏阳化工厂的谐波情况和产生原因基本弄清,并提出相应的治理方案。

6.1治理整流设备,消除非特征谐波。

6.2改进变压器接线,使其等效为12脉波整流装置,消除含量较高的5、7次谐波电流。

6.3装设滤波装置,使注入系统的谐波电流在国家标准允许范围之内,使郝村站及所供其它负荷的电气设备能够安全可靠运行。

通过上述综合治理,力争以较少的投资达到比较满意的滤波效果。使电能质量符合国家标准要求,取得较好的社会效益和综合经济效益。

3.2装设滤波装置

滤波装置的装设需要根据整流装置产生的高次谐波次数及高次谐波电流值和无功功率平衡等条件确定。

在本项目中滤波装置的装设还需要考虑以下两种因素:

(1)滤波装置安装方式

化工厂内四套整流装置正常分别由郝村一路10kV出线供电,每两路10kV出线接在郝村一段10kV母线上。

每套整流装置装设一套滤波装置共需四套滤波装置。改进化工厂接线,即将正常工作时一回10kV线路分别带一套整流装置改为同一母线上的两回线路并列运行(相应的保护要复杂一些)。每段母线装设一套滤波装置,又需要装设两套滤波装置,既可节约投资,又可保证滤波效果,是一种较为理想的方案。同时为变压器一次绕组改接线后使两套整流装置并列运行成为可能。

滤波器范文篇9

关键词:超高功率电弧炉高次谐波电压闪变电压波动

现代炼钢电弧炉的基本功能是将尽可能多的电功率输入到熔池内,以获得高的生产率和低的物料、能量消耗以及好的环保指标。炼钢电弧炉按其吨钢平均变压器额定容量,或单位炉膛面积平均变压器额定容量分为普通功率(RP)、高功率(HP)和超高功率(UHP)三种。超高功率电弧炉概念自70年代提出,目标在于极大地提高电弧炉炼钢的生产率和降低成本,开创了电弧炉炼钢技术发展新纪元。但由于生产时对电网影响与干扰是多方面的,实践中也发现了涉及到电能质量的所有方面。由于超高功率电弧炉的变压器功率水平高,变压器容量高达数十兆伏安,在炼钢过程中对电网造成严重的冲击和干扰,这些“公害”必须加以控制和治理。

1对电网的干扰

1.1功率因数低

电弧炉从电网获得电能,其中一部分转化为有用的热能,而另一部分则为无功能量。为了使电弧能稳定燃烧,电弧炉的功率因数不能取得太高。因电弧炉负载是高感性的,电弧炉的接入使供电电网的功率因数恶化。超高功率电弧炉运行在熔化期时,功率因数甚至低到0.1,这样引起母线电压严重降低。电压降低又相应降低电弧炉的有功功率,使熔化期延长,生产率下降。

1.2电压闪烁和波动

超高功率电弧炉是供电电网的很大的负载,而且在运行中经常产生突然的、强烈的电压冲击,导致电网电压的快速波动,频率为0.1~30Hz。频率在1~10Hz之间的电压波动会引起照明白炽灯和电视画面的闪烁,使人们感到烦躁,这类干扰称之为“闪烁”或“闪变”。强烈的闪烁会造成电机转动不稳定,电子装置误动作甚至损坏,也会使电网供电的用户(包括电弧炉本身)的实际功率减少,闪烁是对电网的一种公害。

对于实际的、有限容量的电网,电弧炉负载引起的电网电压波动百分数为

ΔU%=ΔQ/Sk×100%(1)

式中ΔQ——无功功率的冲击量,Mvar;

Sk——本电弧炉供电母线最小短路容量,MVA。

考虑到电弧炉的正常运行状态与短路状态之间的无功功率变动大致与炉子变压器的额定容量相当,即ΔQmax≈SF,故可以用下式来估算电网上最大波动百分数

ΔUmax%=SF/Sk×100%(2)

国标《电能质量·电压允许波动和闪变》(GB12326—2000)规定了电力系统公共连接点的电压波动和闪变电压允许值。超高功率电弧炉在其运行过程中产生的波动和闪变往往都超过这个规定值,必须加以抑制。

1.3三相电压与电流不对称

引起电网供电质量变差的另一个重要问题是电弧炉三相负载不对称引起的电网三相电压及三相电流的不对称。其后果是相关电网的所有用户(包括电弧炉)的经济性和生产率降低。分析表明,在公共连接处电网短路容量Sk比电弧炉变压器额定容量SF高50倍以上时,电弧炉三相负载不对称所造成的电网电压的不对称性未超过国标《电能质量·三相电压允许不平衡度》(GB/T15543—1995)中规定的允许值。

当前电弧炉大型化、更超高功率化,结果供电电网的容量往往只有电弧炉变压器容量的20~40倍或更低,故必须采用补偿。

1.4高次谐波

交流电弧炉在炼钢过程中其电流会产生非正弦畸变和各次谐波,对电网造成干扰。其主要原因有:

(1)电弧的电阻值不恒定,并且在交流电弧的半个周期中电弧电阻也在变动,这造成电弧电流的非正弦畸变。

(2)交流电的正负半周换相,石墨电极和钢交替作阴极和阳极,因不同材料的发射电子能力不一样,故使电流的正负两个半周的波形不对称,造成偶次谐波。

(3)三相电弧不均衡,导致三次谐波。

(4)供电系统连接的各种谐波源导致各种谐波的形成,如静补装置中的整流器等。

电弧炉的谐波电流成份主要为2~7次,其中2、3次最大,其平均值可达基波分量的5%~10%,谐波电流流入电网,使电压波形发生畸变,引起电气设备发热、振动以及保护误动作等。国标《电能质量·公用电网谐波》(GB/T14549—93)对综合电压畸变率、谐波电流注入量均作了具体规定,为抑制电弧炉产生的谐波提供了依据和标准。

2抑制电弧炉对电网和自身影响的途径

抑制超高功率电弧炉干扰的途径总的来讲有二:一是提高供电电源的电压等级,以提高与电网公共连接点的短路容量,使其对电网和自身的影响在允许范围内;二是采用SVC装置,使其多项指标限制在允许范围内。两种途径相比,途径一是治标的方法,因为电炉对电网和自身影响的各种量值并未消除,而是送到更高电压级的电网去扩散,随着电炉不断建设发展,这些量值在电网中增加积累,泛滥成灾,将会形成电网所不能接受的程度,而增加了对广大用户的影响,因此,使用范围越来越小。途径二是治本的办法,它使电炉对电网和自身影响的各种量值大部分就地消除了,故其使用范围越来越大,前途广阔。

2.1SVC装置

近些年来发展起来的SVC装置是一种快速调节无功功率的装置,已成功地用于电力、冶金、采矿和电气化铁道等冲击性负荷的补偿上,它可使所需无功功率作随机调整,从而保持在电弧炉等冲击性负荷连接点的系统水平的恒定

Qi=QD+QL-QC(3)

式(3)中Qi、QD、QL、QC分别为系统公共连接点的无功功率、负荷所需的无功功率、可调(可控)电抗器吸收的无功功率、电容器补偿装置发出的无功功率,单位均为kvar。

当负荷产生冲击无功ΔQD时,将引起

ΔQi=ΔQD+ΔQL-ΔQC(4)

式中ΔQC=0,欲保持Qi不变,即ΔQi=0,则ΔQD=-ΔQL,即SVC装置中感性无功功率随冲击负荷无功功率作随机调整,此时电压水平能保持恒定不变。

SVC由可控支路和固定(或可变)电容器支路并联而成,主要有四种型式。

(1)可控硅阀控制空芯电抗器型(称TCR型)它用可控硅阀控制线性电抗器实现快速连续的无功功率调节,它具有反应时间快(5~20ms)、运行可靠、无级补偿、分相调节、能平衡有功、适用范围广、价格便宜等优点。TCR装置还能实现分相控制,有较好的抑制不对称负荷的能力,因而在电弧炉系统中采用最广泛,但这种装置采用了先进的电子和光导纤维技术,对维护人员要专门培训提高维护水平。

(2)可控硅阀控制高阻抗变压器型(TCT型)优点与TCR型差不多,但高阻抗变压器制造复杂,谐波分量也略大一些。由于有油,要求一级放火,只宜布置在一层平面或户外,容量在30Mvar以上时价格较贵,而不能得到广泛采用。

(3)可控硅开关控制电容器型(TSC型)分相调节,直接补偿,装置本身不产生谐波,损耗小,但是它是有级调节,综合价格比较高。

(4)自饱和电抗器型(SSR型)维护较简单,运行可靠,过载能力强,响应速度快,降低闪变效果好,但其噪声大,原材料消耗大,补偿不对称电炉负荷自身产生较大谐波电流,无平衡有功负荷能力。

2.2无源滤波装置

该装置由电容器、电抗器,有时还包括电阻器等无源元件组成,以对某次谐波或以上次谐波形成低阻抗通路,以达到抑制高次谐波的作用。由于SVC的调节范围要由感性区扩大到容性区,所以滤波器与动态控制的电抗器一起并联,这样既满足无功补偿、改善功率因数,又能消除高次谐波的影响。

国际上用于大型炼钢电弧炉的滤波器种类有:各阶次单调谐滤波器、双调谐滤波器、二阶宽频带与三阶宽频带高通滤波器等。

(1)单调谐滤波器一阶单调谐滤波器的优点是滤波效果好,结构简单,缺点是电能损耗比较大,但随着品质因数的提高而减少,同时又随谐波次数的减少而增加,而电炉正好是低次谐波,主要是2~7次,因此,基波损耗较大。二阶单调谐滤波器当品质因数在50以下时,基波损耗可减少20%~50%,属节能型,滤波效果等效。三阶单调谐滤波器是损耗最小的滤波器,但组成复杂些,投资也高些,用于电弧炉系统中,2次滤波器选用三阶滤波器为好,其他次选用二阶单调谐滤波器。

(2)高通(宽频带)滤波器一般用于某次及以上次的谐波抑制。当在电弧炉系统中采用时,对5次以上起滤波作用时,通过参数调整,可形成该滤波器回路对5次及以上次谐波形成低阻抗通路。

用于大型电炉的滤波器组合最基本的有两类:一是用3~5组单调谐滤波器组成,二是由2~4组单调谐滤波器和一组二阶宽频带滤波器组成。第一类组合对高次谐波滤波效果要差一些,但电能损耗低些;第二类组合对高次数滤波效果好,分工也明确,设计也简单容易些。两者组合各有优缺点,总的发展趋势是在滤波效果好的前提下减少组数,以节省占地和投资,又要尽可能优化组合以节省电能损耗。

3有源滤波器

虽然无源滤波器具有投资少、效率高、结构简单及维护方便等优点,在现阶段广泛用于配电网中,但由于滤波特性受系统参数影响大,只能消除特定的几次谐波,而对某些次谐波会产生放大作用,甚至谐振现象等因素,随着电力电子技术的发展,人们将滤波研究方向逐步转向有源滤波器(APF)。

APF即利用可控的功率半导体器件向电网注入与谐波源电流幅值相等、相位相反的电流,使电源的总谐波电流为零,达到实时补偿谐波电流的目的。它与无源滤波器相比,有以下特点:

a.不仅能补偿各次谐波,还可抑制闪变,补偿无功,有一机多能的特点,在性价比上较为合理;

b.滤波特性不受系统阻抗等的影响,可消除与系统阻抗发生谐振的危险;

c.具有自适应功能,可自动跟踪补偿变化着的谐波,即具有高度可控性和快速响应性等特点。

APF作为改善供电质量的一项关键技术,在日本、美国、德国等工业发达国家已得到高度重视和日益广泛的应用,因为它有着无源滤波器所不具备的技术优势。但目前要想在配电网中完全取代无源滤波器还不太现实。因为APF的成本现阶段仍然较高,随着电力电子工业的发展,器件的性价比将不断提高,APF必然会得到更广泛应用。

4结束语

配电网中整流器、变频调速装置、电气化铁道、电弧炉以及各种电力电子设备不断增加,这些负荷的非线形、冲击性和不平衡的用电特性,对供电质量造成污染,形成电力“公害”,尤其以超高功率电弧炉为甚。作为典型作特性和防护措施方面的剖析,有利于对SVC、滤波器以及有源滤波器的了解和研究。

我国钢铁企业的超高功率电弧炉等应用SVC的实际例子很多,如大冶钢厂双50t电弧炉、张家港70t电弧炉、韶关钢厂以及天津大无缝钢管厂、福建马尾中钢公司50t电弧炉、珠江钢厂100t电弧炉等。SVC装置有引进的,也有国产的,用的都是TCR型SVC,应该说TCR型SVC已形成了用于抑制电弧炉对电网干扰的主要方向和措施。

5参考文献

1张之忠,张炳炎.抑制现代大型炼钢电弧炉对电网公害、对自身不利的技术研究.中国冶金建设协会静补(SVC)技术交流会论文集.1992年3月

滤波器范文篇10

关键词:数字信号处理;图形用户界面;交互性

数字信号处理[1-4]是全世界范围内广泛要求学习的信息类学科的基础课,主要通过数学手段对信号进行分析和处理,达到优于模拟信号的传输和储存的目的。现在用于通信、航天、地质、控制和生物医药等多个领域。但是该课程的特点是公式繁多,推导复杂,概念难以理解,所以学生掌握起来会有非常大的困难。本文研究的是数字信号处理平台的GUI设计,运用MATLABGUI[5-6]完成教学和实验两大主要部分的界面的设计。在教学界面部分,用下拉菜单添加了数字信号处理所有的课件;在实验界面部分,实现了数字信号处理的教学中的主要实验。

1平台设计的框架

根据数字信号处理课程的内容,本文的设计平台主要设计四大模块,包括离散系统的时域和频域的分析,快速傅里叶(FFT变换,有限长脉冲响应(FIR和无限长脉冲响应(IIR数字滤波器。在平台设计时,通过仿真界面观察绘制出实验仿真图像,进行直观地对比和分析,深刻理解和总结数字信号处理的理论知识。为了遵循尽量简洁的原则采用了树状的设计结构,最上层是登录界面,输入的信息确认符合后,进入主界面,四大实验模块都放在主界面下,通过主界面调用各个子界面,并通过点击按钮可返回到上级界面。图1所示是平台的界面设计的主体结构图。其中,离散信号时域和频域分析子界面设计包括基本时间离散信号的生成、基本离散信号的运算、采样、内插、线性卷积、LSI系统的时域响应、系统的零极点分析、系统的频率响应、系统的单位脉冲响应等子界面;快速傅里叶变换子界面包括离散傅里叶变换和快速傅里叶变换子界面;有限长脉冲响应数字滤波器子界面包括窗函数设计法和等波纹最佳逼近法两种设计方法,还添加了两种方法设计滤波器的验证界面;无限长脉冲响应数字滤波器子界面包括脉冲响应不变法和双线性变换法两种设计方法。

2平台测试与仿真

2.1平台主界面。在登录界面设计时使用了可编辑文本框,分别获得“名字”和“学号”的输入信息;使用了两个按钮“确定”和“取消”,“确定”按钮进入主界面,“取消”按钮关闭登录界面;判断符合进入信息要求时可以进入主界面,不符合信息要求时,界面将会报错,提示“请输入正确信息”。如图2所示就是登录界面。图2登录界面为了方便课堂教学和演示使用,在主界面设计时,添加了“授课”和“实验”两个主菜单,在“授课”菜单下,可以打开课堂使用的PPT文件;而“实验”菜单下可以选择四大实验模块中不同的实验,完成课堂教学。2.2平台仿真测试。1离散信号时域和频域分析界面的测试离散信号时域和频域分析子界面设计包括“基本时间离散信号的生成”“基本离散信号的运算”“卷积采样内插”和“离散信号频域分析”子界面。其中,“离散信号的生成”中包括生成单位脉冲序列、阶跃序列、矩形序列、正弦序列,指数序列等基础的离散信号;“基本离散信号的运算”包括序列的加法、乘法、移位、翻转和尺度变换等基础的序列运算;“卷积采样内插”实现了序列的采样、内插和卷积运算,;“离散信号频域分析”完成了时域脉冲响应、零极点分析、频域脉冲响应和单位脉冲响应等。其中,在“卷积采样内插”子界面中,实现了采样、内插和卷积运算。首先通过主界面进入子界面,如图3所示就是实现卷积、采样和内插功能的界面。2快速傅里叶变换(FFT界面的测试时域离散信号的频域仍然是连续函数,要想在频域也进行数字化处理,就需要将频率域离散化,而DFT就是将有限长的时域离散信号的频域也离散化的运算,而FFT就是DFT快速算法中性能优良的运算方法,所以设计了DFT和FFT两个实验演示子界面。如图4所示为DFT设计界面,其中,信号的输入可以通过panel进行修改,用来分析不同信号的频域特征;通过输入不同的N1,N2值,改变DFT的点数,观察频域的变化,便于学生的理解。3有限长脉冲响应(FIR数字滤波器界面的测试数字滤波器的设计是数字信号处理课程中的重点和难点部分。在FIR滤波器设计[7]界面中,包括了窗函数设计法和等波纹逼近法,并设置了窗函数法和等波纹法的功能验证部分。图5所示就是FIR数字滤波器窗函数实现法子界面。界面中最上面有两个下拉菜单,第一个菜单对应着滤波器的四种状态,第二个菜单对应着六种窗函数;可以通过选择菜单生成低通等不同状态的滤波器和实现的窗函数,对于采样频率及其通带阻带的截至频率,也可以根据设计要求输入,而由于输入数据较多,所以在界面的最下方还加上了“清除”按钮,随时更新设计参数。上图设计的是低通滤波器,还可以进行其他窗函数及高通、带通和带阻滤波器的实验。4无限长脉冲响应(IIR数字滤波器界面的测试IIR数字滤波器的设计方法有两种,一种直接设计数字滤波器,另一种先设计模拟滤波器在转化成数字滤波器,本设计用的是间接法实现的IIR数字滤波器[8]。在IIR数字滤波器界面的设计中主要包括脉冲响应不变法和双线性变换法两种演示界面。图6所示是采用脉冲响应不变法实现IIR低通数字滤波器的演示子界面。在参数设置中,选择巴特沃斯低通滤波器,并将通带截止频率设置为2000Hz,将阻带截止频率设置为3000Hz,演示结果显示,根据要求设计出符合设计要求的数字滤波器。

3结束语