大功率十篇

大功率篇1

【关键词】功率控制 PID 定向耦合器 矢量电压检测 回波补偿 MOSFET

doi：10.3969/j.issn.1006-1010.2015.03.000 中图分类号：TN722.7 文献标识码：B 文章编号：1006-1010（2015）03-

引用格式：童业平. 大功率射频功放的功率控制[J]. 移动通信， 2015，39（3/4）：

Power Control of High-Power RF Amplifier

TONG Ye-ping

（China Electronics Technology Group Corporation No.7 Research Institute， Guangzhou 510310， China）

[Abstract] An accurate power control method of high-power broadband RF power amplifier is proposed in this paper. The power output and its influencing factor of high-power broadband RF power amplifier are analyzed. A vector voltage detection technique is presented which uses incremental PID control as core control scheme. A set of implementation methods including mismatch protection and temperature adaption， as well as experience and results in practice process are presented， such as the implementation of PID controller and the structure parameter of directional coupler. Especially， the cautions of the control scheme are focused， such as enlarging integral sensitivity， eliminating integral saturation and handling the “mushroom head” of burst power envelope.

[Keyword] power control PID directional coupler vector voltage detection echo compensation MOSFET

1 1 引言

功率控制技术是移动通信中一项重要的关键技术，并且随着网络空间的不断深入发展，无论是在民用的3G、4G网络，还是在其他专用移动网络，其应用越来越广泛，性能要求也越来越苛刻严苛。民网中，业界对功率控制技术的研究主要集中在eNode B与UE之间空口的信令交互，根据网络对平滑信道衰落、克服““远近效应”，”、抑制小区间干扰的要求进行的开、闭环功率自动调节。功率调整输出的执行者是UE，而UE是典型的小功率设备，并且其工作频段的相对频程很窄，在带内具有很好的频率响应特性。因此，只要能从下行信道中获得eNode B为其指定的功率等级，使用简单的查表法，其Burst的功率幅频特性就完全可以满足系统要求。

本文要研究的是，在某些专用网络中，有类似于民网UE设备的移动台（MS），它需要向基站（CS）发出高达几十瓦，甚至几百瓦的大功率，工作频段覆盖整个V段和U段中的低频段，相对频程达到几倍，甚至十几倍。而在实际应用中还发现，使矛盾更加突出的是，那些只能靠手工打造的V/U段中馈天线，段内S参数极不平坦，并且一致性很差，几乎没有任何两2幅天线拥有完全一致的S11和S21曲线。在实际应用中，用这样的天线作为负载，使得用标准负载校正调试过的功放，通过长达几米或几十米不等的馈线接入天线后，功率的幅频特性非常糟糕，纹波通常达±1.5dB。 。

本文针对上述网络应用场景的特殊性，提出一套经过实际验证的功率控制解决方案。以50W功放为例，其输出纹波可以达到 ≤±0.2dB的水平，并且具有较好的负载适应性和温度适应性。

2 2 方案概述

控制对象为功率放大器PA，V/U段大功率放大器通常是以大功率MOSFET管为核心的放大电路，MOSFET管放大器的增益随栅极电压 V_g的增加而增大。另一方面，MOSFET管放大器的增益随温度的增加而增大或减小，并且温度超出额定范围则应该采取必要的保护措施。

在放大器前馈通路上放置一个数字控制衰减器HMC472，可以在0.5～31.5dB的范围内以0.5dB分辨率进行调节。

在功放管热源位置放置温度传感器，温度传感器输出与温度成线性比例关系的温度检测电压 V_t。

由于馈送到天线ANT的发射功率不仅取决于PA的放大系数，还与PA到ANT的匹配阻抗Z有关。实际馈送到天线的功率为天线口入射功率和反射功率的向量和。本方案设计了一个微带定向耦合器，基于定向耦合器并采用矢量电压测量法获得与天线端口入射功率和反射功率成正比的入射功率检测电压 V_in和反射功率检测电压 V_ref，同时利用无线系统工作频段内跳频工作的特点，估算出天线端口的S11和S21参数。

空口物理层通过SPI口设置Burst的功率字，本方案以增量式PID控制器为核心，根据给定的功率字和当前Burst的 V_in、 V_ref和 V_t，控制输出数控衰减器的分档值P和MOSFET管的栅极偏置电压 V_g。.

3 3 增量式PID控制

如前文所述，妄图仅仅通过查找表调整前置数控衰减器而使得大功率MOSFET管在宽频带范围内平稳输出适应不同路损的多档功率，是一件极其困难的事情。而根据MOSFET管放大器的增益G随栅极电压 V_g的增加而增大的特性，可以对MOSFET放大电路增加一个单闭环控制器。本方案选择了经典控制策略中的增量式数字PID控制策略。需要注意的是，由于MOSFET管的调整范围有限，仅仅作为细调环节，粗调仍然保留前置的数控衰减器。

将公式（1）、（2）、（3）、（4）、（5）代入公式（6），得到增量式数字PID传递函数，然后将公式（6）代入公式（7）得到PID运算的输出U（n）。其中n为采样计数器，取值为0、1、2、3……；在第n次采样时，首先将c（n-1）赋值给c（n-2），然后将c（n）赋值给c（n-1），最后将最新的采样结果赋值给c（n）；于是c（n-2）、c（n-1）、c（n）为连续3次对输出的采样保持结果； r为控制目标，即给定值；c（n-2）、c（n-1）、c（n）分别与r求差，得到连续三3次采样与给定值之间的余差e（n-2）、e（n-1）和e（n）；将余差代入公式（6）， K_P、 K_I、 K_D分别为比例系数、积分系数和微分系数，可以根据系统的实际情况设置为常量；e（n-2）与 K_D的乘积即二阶跟踪增益，e（n-1）与 K_I的乘积即一阶跟踪增益，e（n）与 K_P的乘积即零阶跟踪增益；分别达到加速度跟随、速度跟随和位置跟随的目的；三项增益的和代入公式（7），即累加到上一次的控制器输出 U（n-1）上，得到本次的控制器输出 U（n）。经典的PID控制器通过调整 K_P、、 K_I、 K_D三这3个系数使得控制输出 U（n）跟随给定r并达到期望的动态性能和稳态性能。

采样周期T和采样值c的精度与ADC的性能有关，例如采样精度为12BIT12bit，速率为10Msps的ADC芯片，采样周期即为1*10-71×〖10〗^（-7）秒s。给定值r即基带单元通过SPI口送给功放的功率档值（功率字）。 K_P、 K_I、 K_D的选取与实际的控制对象，即MOSFET管的传递函数有关，关于其整定方法可以参考经典控制理论，本方案使用工程整定法进行控制参数整定。控制器的输出为 ?U（n），通过DAC电路将 ?U（n）转换为MOSFET管的栅极电压Vg，软后然后通过适当的驱动电路（如电压跟随电路）接入到放大器的栅极。，即可达到控制功率输出值的目的。

由于控制器的积分项是消除输出余差的关键，因此对积分项的处理要格外谨慎，注意扩展积分灵敏度和防止积分饱和。而微分系数则可以尽量小一些，因为每一个突发都很短，在每一个突发周期内，给定通常不会改变，所以并不要求其二阶跟随的速度很高。

4 4 矢量电压检测

控制器的精确控制必然基于传感器的精确检测。宽频段范围内大量程、高灵敏度的功率检测是一件和控制策略设计同样棘手的事情，而通常移动设备对于结构体积的关注使得矛盾更加突出。为了具有对差异性负载的适应性，本方案选择矢量电压检测技术对输出功率进行检测，不仅能测得馈送到负载的正向功率，也能测得端口的反馈功率，从而根据反馈功率实现对正向功率的补偿。

矢量电压检测的核心元件是定向耦合器。定向耦合器是一个无耗互易四口网络，在所有端口都匹配的情况下，散射S矩阵如公式（式8）：.

当所有元件是无源的和互易的，、所有端口匹配，S矩阵可简化为公式（9.）：

定向耦合器根据端口2和3之间的相位移 进行分类， 称为同相耦合器， 称为正交耦合器， 称为反相耦合器。定义定向耦合器的其他重要参量：

理想时，各个口的驻波比为1，插损为3dB，耦合度为3dB，隔离度与方向度均为无穷大。值得注意的是，理想定向耦合器并不是我们要追求的目标，理想耦合器的耦合输出口（P3）对正向的电磁能量进行取样，耦合口（P4）对反向的电磁能量不敏感。我们需要的定向耦合器性能是：：耦合口P3对正向功率的取样是线性的，即耦合系数在工作频段仁瞧教沟模ǎflatness））；耦合口P4对反射功率敏感，同时又有足够大的方向度，以保证失配检测有足够的灵敏度；带内插损越小越好。如果频段较宽时，全频段内的线性度无法满足测量要求，可以软件进行分段线性处理。定向耦合器如图2所示：

本方案自行设计了一款在整个V段内可以满足测量要求的定向耦合器，其结构如图 2所示。在介质为FR-4的PCB板上铺出厚度为1oz，长度为40mm40毫米，宽度2.95毫米的铜质传输线；两侧间隔0.8mil铺出等长而宽度为1.6mm6毫米的铜质传输线；介质厚度为1.6mm6毫米，底层整板铺地，并如图所示引出耦合端和隔离端即可。

它有如下特点：

（1）在30～512MHz范围内，插损不超过0.1dB；

（2）在30～512MHz范围内，实测时方向度为25～35dB，且基本线性；

（3）易制作，在EDA中进行PCB板布线时精确成型；

（4）体积较小，可以用于大功率移动射频功放；

（5）可生产性强，一致性好，无需像线圈绕制的耦合器那样需要人工调试，PCB板制成后，元器件完成自动贴装，定向耦合器的性能就基本满足指标要求。

5 5 回波补偿及失配保护

基于上述矢量电压检测方法，如果定向耦合器的参数为已知，即其在工作频段内的性能为确定值。则定向耦合器输出的反向功率检测电压为 V_ref，正向功率检测电压为 V_in。电压值与功率值之间的函数关系由定向耦合器的数学模型确定。

公式中，Γ为入射节点处的电压反射系数；Z为入射节点看入的归一化阻抗。

预先对定向耦合器进行开短路校正和分段线性处理，得到定向耦合器在工作环境中的线性传递函数。

因此，PID控制器的采样值c由公式（18）确定。：

参数 P_ref和 P_in根据工程实际确定，从而使得控制器具有对反向功率的补偿能力，当负载在工作频段内的S11曲线不一致时，控制器能根据S11曲线的变化动态调整输出，在示波器上观测可以看到，在任意频点，同一档功率时输出功率包络的幅度都是一致的。

另外，公式16的Γ可以作为负载匹配性能的依据，当Γ在工作频段内的幅频特性曲线超出容许范围时，可以下调输出功率或直接关闭输出功率，达到失配告警和功放保护的目的。

需要注意，为了避免虚警，特性曲线的获取应该采用统计数据，因为功放在全频段内跳频工作，一段时间内随机统计的结果与使用网络仪自低向高扫描所得结果是基本一致的。

以上方法已经假定定向耦合器进行简单的开短路校正后即具有传递函数一致性，如果某些特定场合必须使用手工制作的差异性很大的定向耦合器，则可能要通过训练控制器参数的方法获得专家系统经验，或者其他更为复杂的算法，用于适应传感器的性能。

6 6 温度自适应

本方案中，在MOSFET管的管身一侧粘贴有一个微小的温度传感器，温度传感器输出的电压信号Vt由控制器的ADC电路进行采集。

MOSFET管是典型的温度敏感元件，大功率设备所应用的特殊场合，要求的温度适应范围通常很宽。工作频段内，MOSFET管的增益G相对温度的特性曲线可以从厂家提供的手册中查得，有时也因为实际应用时匹配电路自身具有温度特性，因此会与MOSFET管一并考虑，通过实测的方法得到其曲线模型。控制器通过查找表记录该曲线，据此修正前置衰减器的值和优化控制器的控制参数，追求更加完美的功率输出动态响应性能。

由于MOSFET管本身是热源，在高温环境下工作，由于散热条件的限制，有可能聚集大量热能，危及自身安全。因此，当温度急速上升时，可能需要考虑关闭功放并告警，当温度缓慢上升时，则可以考虑降低发射功率从而缓和聚热，使得功放可以根据自身的承受能力来满足应用的需要。

7 7 ““蘑菇头””的消除

在跳频工作的应用系统中，基带单元以Burst为周期启停发射电路，由于每次启动时的阶跃冲击会对放大电路带来不利影响，降低了放大电路的寿命。因此通常在开启发射时，使发射激励在时域内缓慢上升至目标值；关闭发射时，缓慢降低发射激励的功率。对于功放而言，当输入功率较小时，输出功率也比较小。于是，控制电路根据给定值迅速进行跟踪，控制输出一个较大的超调量，从而导致Burst的两端出现一个形似““蘑菇头””的功率包络，尤其是前端较为明显。对电路和电磁环境都会造成不利影响。

因此，控制器应自动识别输出值与给定值的余差。当余差小于一定范围时，才能启动控制器的微调功能；否则说明功率在缓升缓降过程中，控制器应保持静默，避免功率包络““蘑菇头””的形成。

8 8 总结结束语

本文介绍了一种针对大功率宽频段功放的精确功率控制方案，并且详细阐述了其实现方法及注意细节。在30～512MHz的50W功放中使用本方案，其输出纹波可以达到 ≤±0.2dB的水平，如表 1所示。当移动台全频段跳频，、大功率发射时，在同一功率档级，功放输出到天线的功率包络形状规整而稳恒，不因频率的变化而大幅度变化，也不因馈线的长度和负载换接而大幅度变化。天线与功放断开时，无需手动关闭功率，功放自动转为小功率间歇输出；天线接入时，能自动恢复正常发射。并且发射功率从小到大，可以密集分档，连续变化，为大功率移动设备在网络中根据路损实时调整发射功率提供了必要的技术基础。

参考文献：

[1] Richard Chi-Hisi Li. RF Circuit Design[M]. Hoboken： John Wiley & Sons Inc， 2009.

[2] 陈邦媛. 射频通信电路[M]. 北京： 科学出版社， 2002.

[3] 韩涛 ，王权. GSM/GPRS通信终端发射功率控制及校准方法[J]. 武汉：华中科技大学学报（自然科学版）， 2007（11）.

[4] 胡寿松. 自动控制原理[M]. 北京： 科学出版社， 2001.

大功率篇2

空调的制热功率比制冷功率大。

制热就是将制冷过程颠倒了过来，还需亚额外增加一些部件，并且会影响到空调机的效率，由于空调的原理是移动热量而不是产生热量，所以空调在所有制热产品中的效率最高，消耗1000瓦的电力，可以产生大约3000瓦的热能，即省电又有比较好的效果，但是空调制热有个比较大的缺陷，在0度以下空调制热能力会大大的下降，普通空调在零下5度以后基本停止工作，变频空调可以达到零下15度以内正常工作，再低也无能为力，所以有些空调在制热上加入了电热辅助，也就是装上了电热丝，就像某些取暖器一样，这样双管齐下，制热效果会更好，普通方式制热的空调叫做热泵型，带有电热丝的叫做电热辅助型，电热辅助型虽然效果要好过单纯热泵型，但是由于电热丝的能效比只能达到1:1，所以其耗电量也是巨大，为了节省耗电量，一般空调都会把电热丝的功率作的很小，基本上只有其制热量的10%。

（来源：文章屋网 ）

大功率篇3

摘要:本文总结了电子设计实验中常用的几种功率放大电路的设计方案，针对不同的设计要求和设计条件从电路搭建、注意事项及测试结果进行了说明，能满足大多数实验电路设计的需要。

关键词:功率放大;推挽输出;丙类功放

一.前言

在电子电路设计中，很多系统需要对输出信号进行放大，以提高其带负载能力，驱动后级电路，因此就要对信号进行功率放大。功率放大器的主要性能指标有输出功率及效率，其按照电流导通角的不同，可分为甲、乙、丙三类工作状态。甲类放大器电流的通角为180度，适用于小信号低频放大，效率最低;乙类放大器的通角约为90度，适于宽带大功率工作，大多数集成运放的末级输出都采用乙类推挽形式;丙类放大器的电流的通角则小于90度，电流波形失真太大，只适于以调谐回路为负载的窄带放大，但效率较甲、乙类高。【1】

二.电路设计

(一)大电流高摆幅运放

若不考虑成本限制，可直接采用大输出电流、高摆幅运算放大器作为输出级。设计重点在于运放的选择及电路连接。市面上有各种性能的Buffer以及可用以驱动的运放，它们能满足大多数设计的要求。专门的驱动芯片如BUF634，其输出电流达250mA，摆率为2000V/us。美国德州仪器公司也有许多相关产品，如THS3121，输出电流可达450mA，摆率达1500V/us。设计的关键在于芯片的正确使用，由于大多数为电流型运放，故反馈电阻的选取很重要，另外由于处理的是高频信号，所以电源去耦，电路布线方面也须十分注意。经实验测试，THS3121在反馈电阻取470Ω、增益为2时在50Ω负载时小信号-3dB带宽达100MHz，-0.1dB带宽达30MHz，并且在电压峰-峰值为10V的输出状态下，频率大于10MHz时仍无失真现象。

(二)互补对管推挽输出

若对功率放大要求不高，可采用分立元件搭建，以互补对管推挽电路作为输出级。设计的关键在于根据系统要求选择合适的互补对管。互补对管采用2SD667和2SB647，其特征频率为140MHz，集电极功率耗散为0.9W，适合低频功率放大。前级放大负反馈由输出引入，使得通频带更加平坦。

(三)直接功率合成

在手头没有合适的驱动芯片时，可以采用三极管直接搭建，虽在实际应用中较少，但在实验室条件下仍是不错的选择。直接功率合成的先决条件是各路参数要对称。要求VT1和VT2、VT3和VT4参数对称，R2=R3，R4=R5，R11=R12等。输入功率在A点一分为二，分两路分别进行放大，在C点合二为一。

(四)单管丙类功率放大

以上三种都是宽频带非谐振功率放大，效率较低，而在无线通信设计中，效率是发射机的主要性指标之一，丙类谐振功率放大较甲类、乙类相比具有更高的效率。三极管基极采用自给偏压电路，集电极采用RLC并联谐振回路，滤除谐波分量，采用π网络作为输出滤波匹配网络，实际参数值可根据所要求的谐振频率具体设计，在此不赘述。

结语

本文通过对不同条件下功率输出级设计提出相应的方案，并经过实际实验测试，效果良好。但在电子设计实验中，较少涉及电力系统，对信号的功率放大要求不是很高，本文仅对系统中常用的简单功率放大进行总结与实验验证，而实际应用中的功率放大电路远不止如此简单。

参考文献

【1】董尚斌，等。电子线路(1)。北京:清华大学出版社，2006.

大功率篇4

直接使用220伏交流电，并且功率大于1200W的用电器称之为大功率电器。家用常见大功率电器：空调、电热水器、电暖气、电磁炉、微波炉、电吹风。电饭煲不属于大功率用电器。

大功率插座，从插孔结构到配线、插头都严格满足16安培（功率4000瓦）配置，能够全面满足大功率电器使用的承载要求。同时，其采用的热动能防过载技术，将过载保护与电源开关合二为一，反应高度灵敏，当电流负载不超过插座额定负载时，过载保护器不启动，当电流负载超过插座额定负载时，过载保护器会发出警示并在一定时间bai切断电源，负载越高电源切断越快。

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大功率篇5

关键词：大功率LED；散热；封装

1　引言

发光二极管（LED）诞生至今，已经实现了全彩化和高亮度化，并在蓝光LED和紫光LED的基础上开发了白光LED，它为人类照明史又带来了一次飞跃。发光二极管（LED）具有低耗能、省电、寿命长、耐用等优点,因而被各方看好将取代传统照明成为未来照明光源。

而大功率LED作为第四代电光源，赋有“绿色照明光源”之称，具有体积小、安全低电压、寿命长、电光转换效率高、响应速度快、节能、环保等优良特性，必将取代传统的白炽灯、卤钨灯和荧光灯而成为21世纪的新一代光源。普通LED功率一般为0.05W，工作电流为20mA，大功率LED可以达到1W,2W,甚至数十瓦！工作电流可以是几十毫安到几百毫安不等。其特点具有体积小、耗电小、发热小、寿命长、响应速度快、安全低电压、耐候性好、方向性好等优点。 外罩可用PC管制作，耐高温达135度.，低温-45度。广泛应用在油田、石化、铁路、矿山、部队等特殊行业、舞台装饰、城市景观照明、显示屏以及体育场馆等，特种工作灯具中的具有广泛的应用前景。但由于目前大功率白光LED的转换效率还较低，光通量较小，成本较高等方面因素的制约，因此大功率白光LED短期内的应用主要是一些特殊领域的特种工作灯具，中长期目标才能是通用照明领域。然而,随着功率增加,LED所产生电热流之废热无法有效散出,导致发光效率严重下降。LED发光效率会随着使用时间及次数而降低,而过高的接面温度则会加速LED发光效率衰减,故散热成LED器件封装和器件应用设计要解决的核心问题。

2　热效应对大功率LED的影响

对于单个LED而言．如果热量集中在尺寸很小的芯片内而不能有效散出．则会导致芯片的温度升高．引起热应力的非均匀分布、芯片发光效率和荧光粉激射效率下降。研究表明，当温度超过一定值时．器件的失效率将呈指数规律攀升．元件温度每上升2℃，可靠性将下降l0％。为了保证器件的寿命，一般要求pn结的结温在110℃以下。随着pn结的温升．白光LED器件的发光波长将发生红移据统计资料表明．在100℃的温度下．波长可以红移4～9?nm．从而导致YAG荧光粉吸收率下降，总的发光强度会减少，白光色度变差。在室温附近，温度每升高l℃．LED的发光强度会相应减少l％左右．当器件从环境温度上升到l20℃时．亮度下降多达35％。当多个LED密集排列组成白光照明系统时．热量的耗散问题更严重。因此解决散热问题已成为功率型LED应用的先决条件。

3　国内外的研究进展

散热的基本途径主要有以下三种：热传导、对流、辐射。与其它固体半导体器件相比，LED器件对温度的敏感性更强。由于受到芯片工作温度的限制，芯片只能在125℃以下工作，因此器件的热辐射效应基本可以忽略不计，热传导和对流是LED散热的主要方式。在散热设计时先从热传导方面考虑，因为热量首先从LED封装模块中传导到散热器。

针对高功率LED的封装散热难题国内外器件的设计者和制造者提出许多方法。现在传统散热方法有：鳍片散热、风冷、液冷、热管散热、半导体制冷等。现在有些新方法也被陆续提出来，比如超声制冷、超导制冷以及将多种散热方法有效集成在一个器件之中。下面简单介绍几种常见散热方法。

3.1被动鳍片法

散热鳍片担负着将发热物体产生的热量散发到周围空气中的使命。散热片通过和芯片表面的紧密接触使芯片的热量传导到散热片，散热片通常是一块带有很多叶片的热的良导体。散热片性能主要和材料的导热系数、总散热面积及形状设计有关。材料导热系数越高，传热能力越强，一般金属的传热性能顺序为：银，铜，金，铝。散热鳍片形状可设计成多种阵列，如条形阵列、圆柱针状阵列等，如图1所示鳍片法是目前经常用的方式，结构简单；它的缺点就是散热效率低，散热能力有限，易受积尘等影响使散热效率降低。

3.2传统的主动式散热法

主动式散热法包括风冷和夜冷，但主要使用风冷。风冷主要是使用风扇进行强制的对流使热量散发。因其安装简便、成本较低、散热效果明显、适应性强、产品更新换代灵活等特点成为当今散热技术的主流。通常使用散热片和风扇结合的方式，散热片充分扩展的表面使热对流面积大大增加，同时风扇增加对流系数从而散发更多的热量。如图2所示。但是它的缺点就是会需要额外的一个功耗，要增加它的能耗，系统的可靠性、稳定性就好下降，而且它受恶劣环境的影响，它的性能也会发生变异。

3.3传统的热管技术

热管利用蒸发散热，使得热管两端温度差很大，热量传导迅速，利用了热传导原理与致冷介质的快速热传递性质，透过热管将发热物体的热量迅速传递到热源外，其导热能力超过任何已知金属的导热能力。一般热管由管壳、吸液芯和端盖组成。热管内部被抽成负压状态，充入适当的液体，这种液体沸点低，容易挥发。管壁有吸液芯，其由毛细多孔材料构成。热管一端为蒸发端，另外一端为冷凝端，当热管一端受热时，毛细管中的液体迅速蒸发，蒸气在微小的压力差下流向另外一端，并且释放出热量，重新凝结成液体，液体再沿多孔材料靠毛细力的作用流回蒸发端，如此循环不止，热量由热管一端传至另外一端，如图3所示。但其需结合其他散热方式导致它的成本增加。

3.4 小结

目前,随着功率型LED的亮度提升,驱动电流的日益增大,解决散热问题已成为大功率LED

实现产业化的先决条件。总的来说，具有低热阻、良好散热能力以及低机械应力的新式封装结构是封装体的技术关键。

4  发展趋势

大功率白光LED具有很多优点，其应用面不断扩大，可预见未来将进入普通照明领域，具有强大的市场潜力。对于LED的研究和开发，国际著名的照明公司均给予了其足够的重视，并斥巨资投究与开发，研究的焦点主要集中在新发光材料、封装材料等：Philips照明公司与HP公司合资的Lumileds Lighting公司；美国Cree、德国Siemens和Osram联合；美国GE公司与Emcore公司合资的Gelcore公司；日本的日亚（Nichia）、Toshiba和Honda联合等均投入大量人力、物力、财力进行研究，以期在这一新世纪光源领域占领制高点，如表1所示。我国LED产业从上世纪七十年代开始，一直紧跟世界LED产业发展的步伐。特别是近几年来， 由于国家的重视，863光电子项目的投入，大学、科研机构加大研发力度，各地方政府及企业投入增加，LED发展已具有一定的规模，并形成LED的产业链。

表1国外具有超高亮度LED领先水平的厂家

尤其最近几年在大功率高亮度LED封装技术上的突破和材料加工技术的实用化，连带创造了很多应用产品：显示屏、照明、交通信号灯、汽车用灯、背光源等。总而言之，目前的大功率高亮度LED已经在背光源、显示屏、特种照明、信号灯等领域得到很好的推广，普通照明和汽车前照灯等领域还处于刚刚起步的阶段。但是随着大功率高亮度LED技术的飞速发展，一旦解决了在技术和成本上的问题，将会对传统的照明光源提出挑战，LED成为普通照明光源的时日会越来越近。

参考文献:

[1] 钱可元,郑代顺,罗毅.GaN基功率型LED芯片散热性能测试与分析[J].半导体光电,2006,27(3):236-239

[2] 李岳林.工程热力学与传热学.第一版.北京：人民交通出版社，1999.124～169

大功率篇6

1、家用220v的电路，16A的插座安全承载功率是220X16=3520W，而一般的16A插座基本上是给1.5P的挂壁空调用的，1.5P挂壁空调的功率约在1300-1500W左右，绝对可以放心使用的。

2、16a插座就是说该插座的额定值是：250V/16A，适用于最大额定电流16A的器具，也就是最大额定功率为：3500W的器具。就插座尺寸来讲6A和10A的插座尺寸是一样的，16A插座的尺寸不一样。

（来源：文章屋网 ）

大功率篇7

关键词：高效率；音频；功率放大器；PWM调制

中图分类号：TN722.75 文献标识码：A 文章编号：1674-7712 （2013） 14-0000-01

一、引言

音频功率放大器是指用于向扬声器提供功率的放大电路，是多级放大电路的最后一级。要求具有较高的输出功率和较大的输出动态范围，衡量其性能好坏的主要指标有频率特性、时间特性、信号噪声比、最大输出动态范围、最大功率和效率，其中最大输出功率和效率主要由功率放大器实现。传统的功率放大器主要有A（甲）类、B（乙）类、AB（甲乙）类和C（丙）类，一般的小信号放大都是甲类功放，其能量转换效率很低，理论效率最高才25%；乙类功放理想效率高达78.5%，但实际电路都要略加一点偏置，构成甲乙类，实际效率仅为50%左右；C类功放一般用在高频发射电路中，虽然效率可以更高，但电路复杂、音质更差，音频放大中一般都不采用。在汽车功放、笔记本电脑、手机等小型便携式音响设备的音频系统和专业超大功率功放场合，以上类型的功放因效率偏低不能令人满意。D（丁）类音频功率放大器是受高频脉宽调制（PWM）脉冲信号的控制，使其工作在开关状态，其理论效率为100%，实际可达80%～95%；其不足之处是易产生高频干扰及噪声，本文通过精心设计低通滤波器及合理选择元件参数，其音质效果完全能与A类线性功率放大器相比拟。

二、D类功放的构成

本文设计的D类功放由放大与增益控制电路、三角波发生器、比较器、开关放大电路和低通滤波器构成。输入的音频信号先经增益可变的放大器放大，并变换成大小相同、相位相反的差分信号。这两路信号分别与三角波发生器产生的三角波进行比较，比较器输出频率与三角波相同，但占空比与音频幅度对应的脉冲信号、音频信号的幅度与脉冲波的占空比成比例。两路信号驱动桥式互补高速开关电路，并用LC低通滤波器将高频成分滤除，最后在负载上实现功率合成，恢复音频信号。原理框图如图1所示。

三、基于三角波调制法的PWM调制原理

三角波调制法是建立在每个特定时间间隔能量等效于正弦波所包含能量的概念上发展起来的一种脉宽调制法。

为了得到接近于正弦波的脉宽调制波形，将正弦波的一个周期在时间上划成偶数N等份，每一等份的脉宽都是2π/N。这样就可以分别计算出在各个时间间隔中正弦波所包含的面积。在每一个时间间隔中，都可以用一个脉宽与之对应的正弦波所包含的面积相等或成比例，但其脉冲幅度都等于Um的矩形波电压脉冲来代替相应的正弦波部分。这样的N个宽度不等的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。假定正弦波的幅值为Um，等效矩形波的幅度为Um，则各矩形脉冲波的宽度δi为：δi= = =

式中 ，i=1，2，3，…

βi是各时间间隔分段的中心角，也就是各等效脉冲的位置中心角。从中表明，由能量等效法得出的等效脉冲宽度δi与分段中心角βi的正弦值成正比。

用三角波调制，设三角波的频率f与正弦波的频率f之比为N（载波比），为使输出波形为奇函数，N应为偶函数。假定在正弦波大于三角波部分产生的脉冲中心位置在每一段脉冲的中心位置在每一段脉冲的中心位置，并以βi表示，则βi为：

上式说明，当在波比N固定，且N≥20时，在比较器输出端产生矩形脉冲，其宽度正比于正弦波和三角波幅度之比，也正比于段中心角βi的正弦值。如图2所示。

四、各功能模块的设计

传统的PWM方案是采取两路输出脉冲相位相反的方式，无信号输入时，输出负载为扬声器。不加滤波器时，零输入时的负载电流较大，导致负载上的损耗大，降低了放大器效率。而本文设计的D类功放则是使每路输出电压仍从0V至VDD，无信号输入时，两路的输出电压同相，通过负载的电压近似为0V，此时负载电流极小，从而静态功耗很小。

（一）三角波发生器电路

音频信号范围是20Hz～20KHz，如果三角波频率选择较低，对无源LC低通滤波器的元件要求就高，结构复杂。频率较高，输出波形的锯齿小，更加接近原波形，而且可以用低数值、小体积和精度要求相对差一些的电感和电容来制成滤波器，造价相应降低。但此时晶体管的开关损耗会随频率上升而上升，无源器件中的高频损耗、射频的聚肤效应都会使整机效率下降。过高的调制频率还会出现射频干扰，所以调制频率也不能高于1MHz。同时，三角波形的形状、频率的准确性和时钟信号的抖晃都会影响到以后复原的信号与原信号不同而产生失真，故取三角波的频率为150KHz。选用了双运放NE5532构成三角波发生电路，如图3所示。

U2A与R5组成施密特触发器，U2B与C组成积分电路。施密特触发器实际上由一电压比较器组成，其产生的方波高电平电压为+，低电平电压为0，积分电路的输入为方波时，输出是一上升速率与下降速率相等的三角波。对于图所示电路参数，有：

三角波输出幅度为：VOUT=VCCR2/R5=0.45V

三角波输出频率为：f=R5/（4R1R2C）=159KHz

（二）放大与增益控制电路

该电路将输入的单端音频信号转换为相位相反的双端信号，使用高精度低漂移的运放TL062来实现，如图4所示。

（三）PWM控制器

PWM控制器对音频信号的调制，是以音频信号为基准信号，与频率为150KHz左右的三角波进行比较，得到占空比随音频幅度变化的脉冲信号。为了使电路能在低电压功耗下工作，选用了LM393作为比较器，其正常工作电压可以低到2V，且功耗小，驱动能力强。LM393的3、5脚为音频信号输入端，分别输入放大与增益控制电路输出的相位相反的音频信号。输入音频信号电压为0时，输出占空比小于50%的脉冲波。输入信号电压为正时，一路输出为占空比大于50%的脉冲波，另一路输出占空比小于50%的脉冲波；输入信号电压为负时，则相反。PWM控制器在IN1输入为正时的输出脉冲波形如图5所示。

（四）高速开关H桥电路

由于工作在开关状态，输出管的功率损耗极低，效率可以达到很高。对功放管的选择主要考虑开关响应和饱和压降，饱和管压降小不但效率高，功放管的散热结构也能得到简化。电路如图6所示，经调制后的信号从IN1和IN2输入，T5～T8为前级驱动电路，选择9012、9013对管，其驱动电压较大，完全可以驱动VMOS管IRF9540及IRF540。VMOS管的开关速率极高，开启电压高，抗干扰能力强。该电路为桥式推挽输出，RL为8Ω的假负载。当音频电压为正时，OUT1、OUT2对地输出波形和负载两端电压波形如图所示。当音频信号为一正弦波时，其脉冲宽度随音频电压的增大而变宽。当音频电压为负时，VOUT1占空比小于50%，VOUT2占空比大于50%，所以为一负脉冲波，其脉冲看度随负载音频电压绝对值的增大而变宽。当音频电压为0时，VOUT1和VOUT2占空比均为50%，所以VRL=0，无电流通过。

（五）信号变换电路

电路要求增益为1，将双端变为单端输出，运放选用宽带运放NE5532，电路如图7所示，由于功放的带负载能力很强，故对变换电路的输入阻抗要求不高，选R1 = R2 = R3 = R4 = 20KΩ。其增益为Au = R3/R4 =1，其上限频率超过20KHz的指标要求。

还有一个与音质有很大关系的因数就是位于驱动输出与负载之间的无源滤波器。该低通滤波器工作在大电流下，负载就是音箱。实际证明，当失真要求在0.5%以下时，用二阶Butterworth最平坦响应低通滤波器就能达到要求。如要求更高则需用四阶滤波器，这时成本和匹配等问题都必须加以考虑。

参考文献：

[1]蔡明生.电子设计[M].北京：高等教育出版社，2004.

[2]黄继昌.数字集成电路应用300例[M].北京：人民邮电出版社，2001.

[3]陈国呈.PWM逆变技术及应用[M].北京：中国电力出版社，2007.

大功率篇8

喇叭的W数越大，只表示它能承受更大的功率，能放出的最大声音会更大。具体放出的声音的大小，取决于你向喇叭输送的信号功率的大小。喇叭是汽车的音响信号装置。在汽车的行驶过程中，驾驶员根据需要和规定发出必需的音响信号，警告行人和引起其他车辆注意，保证交通安全，同时还用于催行与传递信号。大功率的喇叭可以向它输入更大的功率而发出更大的声音，如果将这个功率向小喇叭输送，则会烧毁小喇叭。一般情况下，小功率的喇叭灵敏度会高一些，所以提供相同（功率）的信号，小喇叭的声音反而会大一些。

（来源：文章屋网 http://www.wzu.com）

大功率篇9

关键词：PWM逆变器 有功/无功功率 功率控制 电压控制

一、引言

新能源发电虽然有着众多的优点，但是新能源发电中的电压不稳定，传统并网过程中容易产生谐波污染等影响了新能源发电的普及和使用。如何将不稳定的新能源转换成稳定的电能供应给用户，是一项非常重要的课题。根据新能源产生电能的宽电压输入特性，研究并网对于新能源的使用有极其重要的意义。

二、系统控制结构与数学模型

如图1

图1 PWM逆变器并网拓扑结构

三、PWM逆变器两种功率方式对比仿真

电能通过PWM逆变转换器把直流电能转换为交流电能，并网输送至工频交流电网，有两种类型的功率控制特性，一种是在直流侧电压源本身恒定的情况下，直接通过调节id、iq电流，控制有功功率，无功功率的输出，这种方式为逆变器的功率控制。另一种是在控制直流侧电压稳定的基础上，调节有功功率的输出，调节电流控制无功功率的大小，这种控制方式为逆变器的电压控制。

1.逆变器的功率控制

假若PWM直流侧的直流电压在任意给定的功率范围内都比较恒定。基于上述所构成的模型，假设DC-AC变换器的直流侧电源为一理想的电压源恒定电压值Vdc=1300（V）。可通过使用外环的两个PI控制器，调节内环的id、iq的给定值，从而控制输送主回路的PWM 信号，此信号可控制全桥电路的六个开关，以达到控制输送到电网的有功功率和无功功率。

式中， ，分别为滤波电感、电阻的标么值，Vnom=380V为工频电网额定线电压的有效值，fnom=50（Hz）为工频电网的额定频率，Pnom=10（MW）为逆变转换器输出的额定功率。

电容两端电压Vdc的大小，则可依据整流器和逆变转换器的调制指数m予以调整，使m工作在0.4-0.9的适当范围。本文设置Vdc=1300（V）。

内环电流PI调节器参数的整定是一个很重要的环节，本例中整定kip=0.001，kiI=0.1。设定给定值id*=10000A，iq*=10000A。

（3.3）

为了实现有功无功电流的有效解耦，将静止三相A-B-C参考坐标转换成旋转的d-q同步坐标系中。这样空间内的状态方程可表示为：

（3.4）

其中，id、iq是d-q坐标系中的电流，Vd、Vq是逆变器输出电压在d-q坐标系中的电压，Ved、Veq是电网电压在d-q坐标系中的网侧电压。 是电网电压的基波角速度。在理想的情况下，即在三相对称的电路通过三相对称的电流，上面的所有变量都是直流量。式4是静止三相A-B-C参考坐标系转换到旋转d-q同步坐标系的转换系数。

（3.5）

将在旋转的d-q同步坐标系中，三相中有功功率和无功功率可以表示为式5，在理想的状态下 ，电网电压是严格的正弦波即没有任何谐波，如式6。

（3.6）

由于网侧电动势Ved比较恒定，有功功率P仅与id电流成正比。因此，这里有功功率的控制能够直接通过调节id电流来实现。

图2中假设电网是理想刚性电网，因此两个PI控制器的参数值可设定一致，经整定，P=0.0001，I=0.02。设需要向电网输送10MW有功功率，10MW容性无功功率，仿真结果如图3。

图3 10MW有功，10MW无功逆变器中的物理量波形

从图3中可以看出，DC-AC转换器中的id、iq解耦控制着有功功率和无功功率的输出，外环的两个PI控制器较好地控制着10MW的有功功率和10MVar的无功功率的输出，且通过滤波电感，能够给电网输送较好的三相正弦波电流iabc。调制指数m也工作在0.5-0.85的正常范围内。

2.逆变器的电压控制

假设逆变器直流侧电源是基于戴维南定律的一个理想电压源和恒定内阻的线性电源，通过一个滤波电容接至桥式整流直流侧，如图4所示。

设定电源电压V=1600V，内阻R=0.15Ω，电容值C=0.1F。通过一个外环的电压PI控制器，调节内环有功电流分量id的大小，从而控制电容两端的直流电压Vdc在某一值上，就能实现对应的有功功率的输出。同时，也能通过采用另一个PI控制器来实现无功功率的控制，外环PI控制器的电路结构如图5。

假设电容两端的直流电压恒定在1100V，则DC-AC转换器应当输出到电网的有功功率P约为：

（3.7）

无功功率Q的输出仍然由给定值通过PI控制器调节iq*电流的大小来实现。仍假若要求输出的无功功率Q=10MVar，并设定无功功率PI控制器的参数P=0.001，I=0.02，电压PI控制器的参数整定为：P=1000，I=20000，仿真的波形图6所示。

图4 恒直流侧电压，控制无功的部分物理量的波形

3.两种控制方案的对比

如图所示：

3.1功率控制方案比电压控制方案稳定速度快，即调制速度相对更快些。

3.2从调制稳定后的波形可以看出，电压控制比功率控制稳定性相对好些。

四、结论

本文提出的逆变器控制系统直接以电网电压作为逆变器输出电流的参考信号， 采用电流瞬时值反馈控制， 其控制系统不仅结构简单， 而且能够实现单位功率因数输出， 减少输出电流对电网造成的谐波污染。

参考文献

[1]俞立， 等 ，固定电压法结合扰动观察法在光伏发电最大功率点跟踪控制中应用[J].电力自动化设备，2009，29（6）：85-88.

大功率篇10

【关键词】逆变系统；功率器件；开关频率；开关损耗

在大容量逆变系统中，效率是系统中极为关键的考核项目，以500kW额定功率为例，若系统效率为95%，则约有25kW的热损耗，其中很大一部分是功率器件的开关损耗引起的。大量的热损耗将使得开关器件的工作温度升高、系统可靠性和使用寿命降低，并导致多种故障衍生，因此降低开关损耗一直是逆变系统中研究的热点。

一般来说，降低开关频率可以有效降低开关损耗，但开关频率的降低将牺牲系统的控制性能，带来电流THD增大、动态响应变差等问题。因此，如何降低开关频率而不损失系统的动态响应和控制性能，成为了一个关键问题。

1.功率器件开关动作模型的建立

3.仿真分析及实验验证

作者根据本文中建立的模块状态，依据前文所推导的研究算法（主要公式9），首先求得活动面积矢量之后根据等价性，对活动面积矢量进行修正和优化算法处理。然后以TI公司的TMS320F28335为仿真平台，采用C语言在搭载的硬件电路平台上进行了仿真对比试验，试验得到的对比波形结果如下。

图8是在不进行脉冲优化时开关器件的驱动脉冲，可以看出，其开关频率即为系统设定的频率。而经过脉冲优化处理后，其驱动脉冲变为图9所示。此时有1/3的时间器件是不进行开关动作的，由此达到了节省开关损耗，提高系统可靠性的目的。

图10为进行脉冲优化后同一个桥臂上下管的驱动脉冲波形，可以看出上下管脉冲保持互补状态，其开关动作次数均节省了1/3，在保持系统动态特性不变的情况下，起到了降低开关损耗的目的。图11为进行综合优化的三相驱动脉冲波形，可以看出三者互差120°，且均有1/3的时间开关状态保持不变，较原有方案相比，降低了开关损耗。

4.结束语

本文通过建立逆变系统开关模型的方法，通过矩阵的手段处理各开关状态，最终推导出根据活动面积矢量的多样性，对参考电压作一定的变化，使活动面积矢量保持等价，当活动面积矢量的某项为0时，相应的开关不动作，节省此时开关动作。并以DSP288335作为仿真平台，根据此原则采用C语言编写程序进行了仿真验证，可以看出，利用该算法可以在保持系统的控制性能、动态特性以及电流THD不变的情况下，节约33%的开关损耗。

参考文献

[1]王兆安，刘进军.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2009.

[2]孙孝峰，王立乔.三相变流器调制与控制技术[M].北京：国防工业出版社，2010.

[3]王兆安，刘进军.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2009.

[4]张志强，夏立，马丰民.基于最小开关损耗RPWM逆变器的仿真研究[J].电气传动，2006.

[5]徐德鸿.电力电子系统建模及控制[M].北京：机械工业出版社，2006.

[6]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京：机械工业出版社，2003.