功率放大器十篇

功率放大器篇1

    关键词:功率放大器,集成TDA2030A,OCL

    1引言

    功率放大器简称功放,可以说是各类音响器材中最大的一个家族了,其作用主要是将音源器材输入的较微弱信号进行放大后,产生足够大的电流去推动扬声器进行声音的重放。

    2功率放大器的基本要求

    1)有足够大的输出功率

    2)效率要高

    3)非线性失真小

功率放大器篇2

主要特点如下：1、输出功率是指交变电压和交变电流的乘积，即交流功率；2、交流功率是在输入为正弦波、输出波形基本不失真时定义的；3、输出功率大，因而消耗在电路内的能量和电源提供的能量也大；4、晶体管常常工作在极限应用状态，由此要考虑必要的散热措施和过电流、过电压的保护措施。

功率放大器，简称“功放”，是指在给定失真率条件下，能产生最大功率输出以驱动某一负载的放大器。功率放大器在整个音响系统中起到了组织和协调的枢纽作用，在某种程度上主宰着整个系统能否提供良好的音质输出。

（来源：文章屋网 ）

功率放大器篇3

1　概述

PA04是美国APEX公司推出的一种场效应管功率运算放大器，它具有工作电压高（200V）、输出电流大（20A）、高转换速率（50V／μs）、低失真等特点。

PA04的使用很灵活。休眠方式可保护整个放大器，在待机操作或负载保护时允许很低的静态电流。它的增强电压输入（VBOOST）允许运放在小信号段工作在较高的电压下，而不需要有较高的输出电流；PA04具有四线传感技术精确限流方式，而不需要考虑在输出线内部或外部连接毫欧级的相干电阻。

PA04采用12脚双列直插（DIP）封装，密封性好，且在内部互相绝缘。其引脚排列如图1所示。各引脚功能如下：

1脚（－INPUT）：负输入端；

2脚（＋INPUT）：正输入端；

3脚、4脚（COMP）：相位补偿；

5脚（－VBOOST）：负增强电压输入；

6脚（OUTPUT）：负电源；

7脚（－Supply）：输出端；

8脚(＋Supply)：正电源；

9脚(＋VBOOST)：正增强电压输入；

10脚、11脚(CURRENT、LIMIT)：限流反馈输入；

12脚：休眠控制端。

当不采用增强电压输入时，可将5脚、6脚以及8脚、9脚分别短路。

2　工作原理

PA04为大电流功率放大器。由于其输出电流比较大，因而在设置和使用方面与普通的功率放大器有很多不同。这里就PA04的工作原理以及其在应用时外部电路需要注意的问题和遵循的原则做一些介绍。

2．1 限流和限流电阻

PA04的引脚10和引脚11用于电流反馈输入时的连接电路如图2所示，图中，引脚11与放大器的输出端直接连接，引脚10与限流电阻连接。这样连接的好处是可以旁路其它任何寄生阻抗。限流电阻必须接在图2所示的位置。其大小可以通过下式计算：

RCL＝0．76／ILIMIT

2．2 休眠工作方式

在休眠工作方式下，PA04的引脚12与脚9连接时，放大器内部停止工作，此时整个放大器将处于休眠状态。休眠时大约有3mA的电流流过引脚12。当不使用休眠方式时，应将引脚12悬空。

休眠电路可以有很多种，图3所示就是一个休眠电路。电路左端逻辑输入信号为差模信号，利用三极管导通和截止的特性可实现引脚9和引脚12的断开或连接控制。

2．3 增强电压输入

PA04的引脚5和引脚9为增强电压输入（VBOOST）脚，有增强电压输入管脚的放大器一般多数工作于高压状态而很少在大电流状态。因此，＋VBOOST管脚（引脚9）和－VBOOST管脚（引脚5）一般被连接到放大器的小信号电路上，＋Vs（引脚8）和－Vs（引脚6）则被连接到大电流输出端。而当需要输出电压接近电源电压时（即降低管压降），可在VBOOST管脚外加5V电压（即VBOOST＝VS＋5）以使小信号驱动输出晶体管饱和，同时这样也可以改善输出电压的浮动。如果不需要改善输出电压浮动，＋VBOOST管脚和＋Vs管脚、－VBOOST管脚和－Vs管脚必须分别连接到一起，而且VBOOST管脚电压一定不能低于Vs管脚电压。

VBOOST＝VS和VBOOST＝VS＋5时的输出电压浮动与输出电流的关系如图4所示。

2．4 相位补偿

PA04的相位补偿可通过外接补偿电容和补偿电阻来实现。外部补偿电容和补偿电阻可接在引脚3和引脚4之间，如图5所示。

Rc和Cc的取值可根据总体增益的大小来确定，详见表1。

表1 补偿电容和补偿电阻的取值

GainRcCc1470pF120Ω>3220pF120Ω≥10100pF120Ω3　典型应用

图6是使用PA04设计的声纳换能器的驱动电路。该电路的信号源部分由超声波驱动器提供。利用PA04的高功率带宽和高输出电压性能，并通过图示电路和相匹配的调节变压器可驱动声纳换能器。该系统的负载电路为阻性电路。但当控制逻辑在休眠状态时应关断运放。

功率放大器篇4

音频功率放大器市场现状及分析

近年来，随着消费类电子以及通讯娱乐产品市场的兴起，应用于手机、MP3、MP4等便携式多媒体设备以及电视、家庭音响、汽车音响等设备的音频功率放大器技术得到了长足发展，预期未来还会有广阔的市场空间。

现阶段音频功放类产品的主流为AB类音频功率放大器和D类音频功率放大器两种，它们各有优缺点。单就手机市场而言，在中高档多媒体手机中，非线性的D类音频放大器是理想的解决方案，它具有效率高、发热少、功耗低、电池使用寿命长等优点。但D类放大器存在EMI电磁干扰的缺点，虽然各大厂商致力于改善D类技术的电磁干扰问题，但手机小型化的趋势给降低D类音频放大器的噪声带来了限制。封装尺寸的压缩致使音频设计高度集成化，进而导致编解码器、电源管理和扬声器输出功能的混合信号集成，这种集成给噪声管理带来了困难。当D类音频放大器不断减小封装尺寸时，需要面对更加困难的噪声管理的挑战。同时D类音频放大器居高不下的价格也让AB类音频放大器继续成为主流中低档手机的首选。与D类产品相比，AB类技术在某些方面仍然具有一定优势，比如音频性能好、THD+N(总谐波失真加噪声)低、PSRR(电源抑制比)的绝对值高等。此外，AB类的应用中没有噼啪声和咔嗒声，噪声很小，而且开启时间和关闭时间都很短，可以实现节能方案。因此，在手机音频IC市场中，呈现出D类和AB类平分秋色共分天下的局面，甚至在一些场合还出现了可以自由切换D类和AB类的模式，以迎合市场需求。

对于这两种技术的未来发展趋势，许多厂商认为，随着技术的不断完善，在未来手机音频技术中，D类将占据主流地位，从而彻底打破D类与AB类平分秋色的局面。甚至有厂家预言，D类将最终替代AB类。从目前情况来看，这种观点过于武断。尤其在小功率音频驱动中，比如音频耳机功放对效率和功率的要求不高，或者Hi-Fi耳机放大器对失真率有较高的要求，此时AB类功放的超低失真率就体现出其优势。如今在耳机放大器的设计中，AB类仍是唯一的选择。

综上所述，笔者认为在未来的一段时间内，AB类和D类功放仍将共存于音频功放市场，在不同的应用领域内发挥各自的优势。本文仅对AB类音频功放的一些相关电路结构和性能参数作简单介绍，并对市场上各主要生产商的主流产品进行分析和比较。

AB类音频功放的主要电路模块

通用的AB类音频功率放大器由基本的镜像电流源模块和输出运算放大器模块构成，通常还包括基准电压模块和过温保护模块等，更复杂的功率放大器还包括输入运放、过流保护以及一些附加的功能模块，如输入信号选择、音量调节、音效处理以及总线模块，从而构成集成多种功能的音频子系统，以应用于更广泛的领域。图1所示为一款最简单的单声道音频功率放大器的应用图，其中包括镜像电流源模块和全差分运算放大器模块两部分。

镜像电流源

镜像电流源模块的基本结构如图2所示。

根据电路总体结构的要求，通常可以采用基本电流镜或共源共栅电流镜来实现电流源设计。

电流源电路特点为：输出电流稳定，输出交流电阻大。其主要应用包括：

1　作为有源集电极负载，提高运放的单级增益；

2　作为输入差分放大器的射极电阻，提高集成运放的共模抑制比；

3　用来对电路进行偏置，稳定电路的工作点。

Ic1与IR之间的关系如一面镜子，即Ic1≈IR，故称为镜像电流源。

镜像电流源具有一定的温度补偿作用。因为在整体电路的设计中，镜像电流源要提供系统中其他各部分工作的偏置电压和电流，因此在进行这一模块的设计时，要考虑到系统静态电流的要求以及运算放大器工作点的选取，同时还要考虑输出温漂以及电源纹波对输出的影响。

输出运算放大器

输出运算放大器是AB类音频功放产品中最关键的部分，它的设计直接决定着功放产品关键性能的优劣，包括输出功率、静态功耗、电源抑制比、共模抑制比、相位裕度、单位增益带宽以及密勒补偿等，这些特性都要在输出运放的设计中予以充分考虑，并保证其达到预期的参数值。

CMOS运算放大器主要由差分跨导级、高增益级、输出级、密勒补偿电路及偏置电路构成，通常采用二级放大结构。电路结构可以有很多种设计和选择，如简单的两级运放、共源共栅运放、折叠共源共栅运放等。针对不同应用，应采用不同的电路结构，并在设计中针对不同的预期参数进行优化设计。

AB类音频功率放大器对输出运算放大器的主要要求包括：尽可能高的开环增益、共模抑制比、电源抑制比、单位增益频率，以及尽可能低的功耗、失调电压等，而输出功率管的交越失真也是设计中必须考虑并尽量避免的。很多AB类音频功放采用折叠共源共栅结构，

AB类输出运算放大器的主要特点是：晶体管的导通时间稍大于半周期，必须用两管推挽工作，以抑制偶次谐波，减小交越失真，效率较高，晶体管功耗较小等。

其它附加功能模块

基准电压模块

输出运算放大器的基准电压通常为VDD/2，接于放大器正端输入，为运算放大器的输出提供中心直流电压，保证其可在输入交流信号的正负半周内正常工作。这个基准电压通常由内部电路产生，可以是直接的电阻分压。但对性能要求更高的音频功放在这部分的设计中会考虑到抑制上电噼啪声，以及需要在电路出现异常即极低或极高的基准电压时及时关断系统，因而会设计更复杂的电路，以保证系统具有更完善的性能。最常见的方法是在芯片接旁路电容，这样在电源上电时，基准电压不是马上达到VDD/2，而是经旁路电容充电才上升为VDD/2，这使音频功放可在一定的充电时间后才开始工作，从而避免了电源上电时因芯片立即工作而产生的噼啪声。

过温保护模块

音频功率放大器芯片都有自己的工作温度范围，超出这个范围，芯片的很多性能都会变得很差，甚至会造成不可逆的损坏。为避免这 一状况的发生，很多音频功率放大器都会加入过温保护模块。过温保护模块的原理是利用二极管的负温度系数和电阻的正温度系数互补，将镜像电流源产生的电流镜像为两路，一路接一个二极管，而另一路接一个电阻，这两路的输出分别接一个比较器的两个输入端，比较器的输出又控制镜像电流源。芯片在正常温度范围内工作时，比较器的输出不变，因为芯片工作时其温度是逐渐升高的，使一路电压逐渐降低而另一路逐渐升高，当温度达到一定值时，这两路电压值的大小发生翻转，使比较器的输出也发生翻转，控制镜像电流源的输出为0，从而关断芯片使其停止工作。芯片停止工作后其温度会逐渐降低，引起两路的电压值随之变化，比较器的输出也会随之翻转，使芯片重新开始工作。通过设计电路结构，可使比较器的两次翻转所对应的温度值存在大约15℃～20℃的滞回，从而有效避免了因温度过高而引起的芯片损坏。

音量控制模块

通常用户在使用音／视频产品时都希望它的音量是可以调节的。以往大多数音量调节的功能是通过在音频功放芯片上连接另一块独立的音量控制芯片来实现的，但现在，很多音频功放芯片已经把这一功能集成到功放芯片内，以降低系统整体成本。现在普遍采用的音量控制模块是数字音量控制，这种控制方式更适合目前消费电子市场上以按键为主的操作模式。

音效调节模块

在一些音视频设备中通常会提供有如古典乐、摇滚乐、爵士乐以及低音增强等音效的选择，这些音效调节功能同样可以通过在功放上连接独立的芯片提供，也可以直接继承在音频功放芯片内，从而降低系统成本。音效调节功能是通过调节功放输出在不同频段内的增益来实现的，例如要达到低音增强的效果，就通过滤波器来提高低频部分的增益而保持高频部分单位增益不变。

音频放大器的重要参数

总谐波失真加噪声

(THD+N)

总谐波失真是指模拟电路处理信号后，在特定频率范围内所引入的总失真量；噪声是指通常不需要的信号，有时是由于热或其它物理条件引起的电路板上的其它电气行为(干扰)。从上述定义中不难看出，总谐波失真和噪声越小越好。

对于理想的音频功率放大器来说，如果不考虑功率放大器的增益大小，输入一定频率的正弦波信号后，其输出也应该是没有失真(波形没有变形)、没有噪声的正弦波信号。但真实的音频功率放大器的输出音频信号总会有一点失真，并且叠加了噪声(在正弦波上叠加了高频杂波)。这种失真是较小的，从波形图中很难看出来，只有用失真仪才能测出。波形的失真是由于在正弦波上叠加了多种高次谐波而造成的(如3次谐波、5次谐波等)，所以被称为总谐波失真。理想的音频功率放大器没有谐波失真及噪声，所以THD+N=0。实际的音频功率放大器有各种谐波造成的失真及由器件内部或外部造成的噪声，其THD+N的值通常为0.00n％～10％(n=1～9)。

但这个指标是在一定条件下测试得出的。同一个音频功率放大器，如果改变测试条件，其THD+N的值会有很大的变动。这里指的条件是，一定的工作电压Vcc(或VDD)、一定的负载电阻R1、一定的输入频率fIN(一般常用1KHz)，以及一定的输出功率PDD如果改变了其中的条件，则会得到不同的THD+N值。一般来说，输出功率小(如几十mW)的高质量音频功率放大器(如用于MP3播放机)的THD+N指标可达10～，其具有较高的保真度；输出几百mW的音频功率放大器要采用扬声器放音，其THD+N一般为10-4；输出功率在1w～2W的音频功率放大器的THD+N更大些，一般为0.1％～0.5％。

最大输出功率(Pocm)

输出功率反映了音频功率放大器的负载能力，音频放大器厂商通常会提品在一定工作电压、额定负载以及某一THD+N指标下的最大输出功率。

电源纹波抑制比(PSRR)

电源纹波抑制比是音频放大器的输入测量电源电压的偏差耦合到模拟电路的输出信号的比值。PSRR反映了音频功率放大器对电源的纹波要求，PSRR值越大，音频放大器输出音质就越好，性能越优越。

静态功耗(IDD)

这一参数体现为设计中的静态电流，在满足最大输出功率的同时，其值越低，则功放的静态损耗越低，效率也越高。

增益(AO)

对音频功率放大器来说，增益通常指放大器输出功率与输入功率之间的比值。增益越大说明放大器的效率越高。

关断电流和输出失调电压

关断电流越小，说明在待机条件下的放大器功耗越小。输出失调电压小有利于延长电池使用时间。

在选择音频功放产品时，要综合考虑不同的应用对以上各参数的特殊要求，找到最优的平衡点，从而选择一款更加适用的产品。

AB类音频功放的主要应用及

主流产品分析

音频功放的应用领域很广，包括：电视、电脑、智能家电、音响等消费类电子领域，汽车音响、导航系统及其它汽车多媒体设备等汽车电子领域，以及手机、MP3/MP4、耳机、扬声器等便携式电子领域，无法一一列举。本文仅以手机应用为例，介绍目前手机设计中音频放大器的一些主要厂商及其主流产品。

主要的生产厂商有美国国家半导体(NS)、德州仪器(TI)、意法半导体(ST)、安森美半导体(ONSEMI)、美信(Maxim)等公司。

其中，美国国家半导体公司的产品在国内手机市场上占有的份额是最大的，现在普遍采用的NS音频功放包括耳机放大器LM4809、音频放大器LM4890、带立体声耳机功能的双声道音频放大器LM4863，以及带3D增强功能的双声道放大器LM4888等。由于LM4888的3D效果在手机应用中不够明显且成本较高，因此目前其在国内的应用还很有限，而且多局限于扬声器放大。除LM4888外的上述各款产品的参数如表1所示。

对德州仪器公司的产品，可了解到目前国内普遍采用的包括耳机放大器TPA6112A2、单声道音频放大器TPA301，以及单声道全差分音频放大器TPA6203A1，各款产品的参数如表2所示。

国内手机市场常见的意法半导体的音频功放产品包括立体声耳机放大器TS482/TS489及单声道音频放大器TS4990，各款产品的参数如表3所示。

国内手机市场常见的安森美公司音频功率放大器产品包括立体声音频放大器NCP2809、音频放大器NCP2890、全差分音频放大器NCP4894，各款产品的参数如表4所示。

国内手机市场常见的美信公司音频功率放大器产品包括立体声耳机放大器MAX4410、MAX9722，以及扬声器音频放大器MAX4364，各款产品的参数如表5所示。

结语

功率放大器篇5

关键词：Proteus 丙类功率放大 仿真

1.引言

根据放大器中晶体管工作状态的不同或晶体管集电极电流导通角θ的范围，可分为甲类、甲乙类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。电流导通角越小，放大器的效率越高，丙类功率放大器的导通角θ < 9O0，其效率可达85% ，所以高频功率放大器一般选择丙类工作状态。本文利用Proteus软件对丙类功率放大器电路进行仿真，通过仿真结果与理论相对照方式加深对高频丙类功率放大器电路的理解。

2. Proteus简介

Proteus嵌入式系统仿真与开发平台是由英国Labcenter公司开发的，是目前世界上最先进最完善的电路设计与仿真平台之一。Proteus软件可以对模拟电路、数字电路、模数混合电路、单片机及元器件进行系统仿真。

Proteus软件提供了丰富的测试信号用于电路测试。对电路系统的教学，学生的实验、课程设计、毕业设计、电子设计竞赛等都有很大的帮助。通过动态器件如电机、LED、LCD开关等，配合系统配置的虚拟仪器如示波器、逻辑分析仪等，可以实时看到运行后的输入输出的效果。

3.丙类功率放大器的基本理论

图1是丙类谐振功率放大器的原理电路，L、C组成并联谐振回路，作为集电极负载回路，负载回路既可以实现选频滤波的功能，又实现阻抗匹配。放大器的工作状态由偏置电压VBB的大小决定，当VBB

3.1工作原理

若激励电压Us=Umcosωt ，且VBB

uBE= VBB +Us = VBB + Umcosωt

电路的工作波形如图 2所示。晶体管的集电极电流ic为周期性的余弦脉冲。实际上工作在丙类状态的晶体管各极电流ib、ic、ie均为周期性余弦脉冲，均可以展开为傅立叶级数。

其中ic的傅立叶级数展开式为： ic= Ico+Ic1mcosωt+ Ic2mcos2ωt+……

式中Ico、Ic1m、Ic2m、Icnm分别为集电极电流的直流分量、基波分量、以及各高次谐波分量的振幅。

其中

αo（θ）、α1（θ）…αn（θ）为余弦脉冲分解系数，图3给出了导通角与各分解系数αo（θ）、α1（θ）…αn（θ） 的关系曲线。

图3 余弦脉冲电流分解系数 图4 谐振放大器各极电压、电流波形

由图可清楚地看到各次谐波分量随导通角θ变化的趋势。谐波次数越高，振幅就越小。因此，在谐振功率放大器中只需研究直流功率与基波功率。

显然，只要知道电流脉冲的最大值icmax和导通角θ就可以计算Ico、Ic1m、Ic2m…Icnm。

当LC回路谐振于ω时，在LC回路两端得到最大的输出电压，

即：Uc=Vcmcosωt= Ic1mR∑cosωt，R∑为回路等效总电阻。

丙类谐振功率放大器的电流、电压波形如图4所示。

结论：丙类谐振功率放大器，流过晶体管的各极电流均为余弦脉冲，但利用谐振回路的选频作用，其输出电压仍能反映输入电压的变化规律，即输出信号基本上是不失真的余弦信号，实现线性放大的功能。

4.1仿真电路结构分析

丙类功率放大器电路如图5所示。输入信号V1和偏压VBB叠加，当叠加电压大于Q的BE级之间的导通电压后，则Q导通。输入信号的幅度为600mv，根据丙类功率放大电路的要求，当VBB=0.2v时，三极管Q的导通时间小于半个周期。L、C组成谐振回路。

图5 丙类功率放大器

4.2 输入与输出信号关系

由理论可知，处于丙类工作状态的三极管集电极电流波形为余弦脉冲，但在实验中难于观察到集电极电流波形，利用ic≈ie，ue=Re×ie的关系，我们通过测量ue的波形，就可以知道集电极电流ic的波形，同时观测输出负载的波形应为正弦波。输入信号频率取 （L、C回路谐振频率），Q集电极获得最大的输出电压，三极管Q各电极的波形如图6所示。

a、 丙类功率放大器波形检测图 b、三极管基极波形

c、三极管发射极波形 d、三极管集电极波形

图6 三极管Q各电极的波形

5.结论

本文利用Proteus 对高频丙类功率放大器进行了仿真分析，给出了三极管各电极的仿真分析波形，对高频丙类功率放大器的设计及制作调试有一定的指导意义；Proteus 仿真分析能够作为高频电子电路的分析、设计的一种辅助工具。

参考文献

[1]周润景，张丽娜，刘印群 PROTEUS入门实用教程【M】.北京：机械工业出版社 2007

功率放大器篇6

关键词：GaN半导体；功率放大器；负载牵引；源牵引；ADS

中图分类号：TN95 文献标识码：A 文章编号：2095-1302（2016）06-00-04

0 引 言

随着现代无线通信系统的迅猛发展，对功率放大器的输出功率、带宽、效率、线性度和可靠性等方面都有了更高的要求[1，2]。在射频领域中，功率放大器作为无线通信系统中的关键组成部分而成为研究热点。尤其功率附加效率（PAE）、线性度和输出功率是微波功率放大器特别关注的性能指标。

以硅为主的晶体管材料LDMOS管是国内目前为止常用来研究的对象，它因为有较好的性能，低廉的价格而受到广泛应用。然而，它的功率密度低，容易被静电击毁；耐压不高，容易被击穿。而以GaN（Gallium Nitride，GaN）材料为主的功率放大器是一种高电子迁移率晶体管HEMT（High Electron Mobility Transistor，HEMT），它的寄生参数影响很小[3]，具体优势体现在以下几个方面：

（1） 击穿电压高，是砷化镓（GaAs）和Si LDMOS的两倍以上；

（2）功率密度大，同砷化镓（GaAs）半导体相比高出5倍；在对应同等功率晶体管体积下，由于GaN晶体管功率密度大的特性使得它的输出功率大，效率高；

（3）击穿电场高，端口寄生参数和漏电流小；

（4）电子饱和速率高及介电常数低，适合工作频率较高的微波功率放大器。

本文将充分利用GaN HEMT高性能射频功率晶体管的性能优势，采用GaN HEMT高性能射频功率晶体管代替传统的LDMOS功率管，利用Agilent ADS 仿真软件设计实现一款C类功率放大器， 在下面内容中将详细说明设计步骤并对放大器进行实验仿真， 结果表明，放大器可以在1.8 GHz内实现输出功率大于42 dBm， 附加效率超过75%。

1 功率放大器的设计

本文设计一款功率放大器，其目标参数为工作频率1.76～1.84 GHz，输出功率16 W，功率附加效率大于75%，功率增益大于14 dB，IMD3小于-13 dBc。

1.1 功率管的选择

在本文中根据放大器要求的设计指标， 选用CREE公司提供的型号为CGH40010的GaN HEMT功率管， 主要性能参数如表1所示。

1.2 功率放大器的设计步骤

在射频功率放大器原理图中主要分为三个组成部分，分别为输入匹配网络、输出匹配网络和偏置电路。本文中，VGS和VDS分别为栅极电压和漏极电压。整个电路设计过程中的主要思路是：首先对功率管进行直流分析确定放大器的静态工作点；之后对其进行稳定性分析；然后利用ADS中源牵引和负载牵引确定功率管匹配电路的最佳源阻抗ZS和最佳负载阻抗ZL，从而进行输入输出匹配电路设计。

1.2.1 静态工作点的确定

设计的第一步是对晶体管的静态工作点进行确定，而对于传统功放而言，晶体管的工作方式由静态工作点的不同来确定。本文通过采用直流扫描的方法来确定晶体管静态工作点。图1所示为直流扫描结果图，从图中可以看到晶体管不同的工作区所对应的栅极和漏极电压。因为该功放管在C类条件下工作，静态工作点应该选在截止区，所以选择VDS=28 V，VGS=-2.8 V作为放大器的工作电压。

1.2.2 稳定性分析

通常可以采用小信号参数的仿真来判定功放是否处于稳定性状态，在ADS软件中，S参数仿真原理图中加入稳定性分析的控件StabFact，其稳定性仿真如图2所示。

由图2可知，在1.0～3.0 GHz扫描频段范围内稳定系数StabFact>1，因此晶体管达到了绝对稳定状态。

1.2.3 源牵引和负载牵引分析

设计输入输出匹配电路首先要找到最佳输入输出匹配点，通常利用软件ADS中源牵引和负载牵引法得到匹配点。源/负载牵引是一种与阻抗相关的测量技术，通过不断调节输入和输出端的阻抗值，找到输出功率最大的输入、输出匹配阻抗。同理也可以得到功率管效率最高的匹配阻抗，通过这种方法可以准确测量出器件在大信号条件下的最优性能。

从图3中可读出功率放大器的最佳源阻抗与最佳负载阻抗分别为ZS=（2.848+j×2.514）Ω与ZL=（8.422+j×11.619）Ω

功率放大器篇7

关键词：功放 非线性 功率回退 前馈

中图分类号：TN722 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2014）04（c）-0001-01

功率放大器是现代通信中一个重要的元件，现代通信系统趋向于使用线性调制方式，这就要求射频系统具有很好的线性特性，因此，对功放的输出进行线性化成为现代通信中一个重要的课题。

功率放大器的非线性分析。

设功放的输入与输出关系如下：

（1）

式中，是输入电压的瞬时值，是输出电压的瞬时值。若该函数的各阶导数都存在，可把上式进行幂级数展开：

（2）

设，将其带入上式可得：

（3）

设A=B且与很接进，那么高阶分量的幅度随阶数增加而迅速下降，可忽略其影响；、、和离通频带较远，可用滤波器滤除，而三阶交调失真频率和与基频会很接近，难以用滤波器进行滤除，这是设计功放时要重点考虑的问题。

（1）功放的线性化技术。

功放的线性化技术除功率回退技术外，可分为两类，其一是获取功放的非线性特性进而来消除功放输出信号中的非线性成分，如前馈技术；其二是给功放输入恒定幅度的信号来避免功放的非线性失真，如EE&R技术。下面将分别阐述。

（2）功率回退技术。

功率回退技术是选用功率较大的管子让其工作在小功率状态。图1是功放基波与三阶交调特性曲线，当Pin超过Pin（1dB）以后，继续增加输入功率，输出功率虽然会略有增加，但三阶交调会急剧恶化，Pin每增加1dB，IMD3就会恶化2 dB：而如果从Pin（1 dB）每回退1 dB，IMD3可以改善2 dB，但是当功率回退到某种程度，继续回退将不再改善功放的线性度。

1 这项技术的缺点

效率低，常用于对线性度要求不高的场合。

（1）前馈技术。

如图2所示，主功放输出信号耦合到下支路，被放大的基波信号经过衰减后跟经过延迟的输入信号时等幅、反相的，经过叠加后获得失真信号。失真信号在失真消除回路中被线性放大，经过输出耦合器和主功放输出的失真信号进行等幅、反相的叠加，从而消除了失真分量，只剩下被线性放大的信号。前馈系统可以很好的改善功放的非线性，但系统复杂，成本高。

（2）EE&R技术。

其中输入的中频信号经过包络检测器与限幅器，从而得到幅度形式与相位形式的信号。其中恒定包络的信号经过混频器变频为射频信号，通过非线性射频功放输出。另一路中频的包络信号调制供给电压信号，之后得到的调制信号用来控制功放。

综上所述：单一的线性化技术总会存在一定的不足，在工程实践中可以融合借鉴各种线性化技术，如前馈技术的信号消除环路中就经常用到预失真技术，而预失真技术中也常常加入了反馈的思想。

2 结语

以上分析了功放的非线性特性，阐述了几种常用的线性化技术：功率回退、前馈与EE&R技术，给出了各自的工作原理及优缺点，以便于射频功放的设计者参考。

参考文献

功率放大器篇8

在功放模块中，主要检测和控制参数为电源电压，各放大管的工作电流，输出功率，反射功率，过温度和过激励保护等，图1为实现上述检测控制功能的方框图，它由取样放大电路，V/F变换，隔离电路，F/V变换，A/D转换，AT89C51，显示电路和输出保护电路等组成。

1、 隔离电路

在功放模块中，由于大功率器件的应用，往往单个模块的输出功率都比较大，因而对小信号存在较大的高频干扰，如处理不好，就会影响后级模数转换电路工作，从而导致检测数据不准确，显示数据跳动的现象，甚至出现误动作。这里采用光电耦合器进行隔离，由于光电耦合器具有体积小、使用寿命长、工作温度范围宽、抗干扰性能强、无触点且输入与输出在电气上完全隔离等特点，从而将模拟电路和数字电路完全隔离，保障系统在高电压、大功率辐射环境下安全可靠地工作。

2、LM331频率电压转换器

V/F变换和F/V变换采用集成块LM331，LM331是美国NS公司生产的性能价格比较高的集成芯片，可用作精密频率电压转换器用。LM331采用了新的温度补偿能隙基准电路，在整个工作温度范围内和低到4.0V电源电压下都有极高的精度。同时它动态范围宽，可达100dB；线性度好，最大非线性失真小于0.01％，工作频率低到0.1Hz时尚有较好的线性；变换精度高，数字分辨率可达12位；外接电路简单，只需接入几个外部元件就可方便构成V/F或F/V等变换电路，并且容易保证转换精度。

图2是由LM331组成的电压频率变换电路，LM331内部由输入比较器、定时比较器、R－S触发器、输出驱动、复零晶体管、能隙基准电路和电流开关等部分组成。输出驱动管采用集电极开路形式，因而可以通过选择逻辑电流和外接电阻，灵活改变输出脉冲的逻辑电平，以适配TTL、DTL和CMOS等不同的逻辑电路。

当输入端Vi＋输入一正电压时，输入比较器输出高电平，使R－S触发器置位，输出高电平，输出驱动管导通，输出端f0为逻辑低电平，同时电源Vcc也通过电阻R2对电容C2充电。当电容C2两端充电电压大于Vcc的2/3时，定时比较器输出一高电平，使R－S触发器复位，输出低电平，输出驱动管截止，输出端f0为逻辑高电平，同时，复零晶体管导通，电容C2通过复零晶体管迅速放电；电子开关使电容C3对电阻R3放电。当电容C3放电电压等于输入电压Vi时，输入比较器再次输出高电平，使R－S触发器置位，如此反复循环，构成自激振荡。输出脉冲频率f0与输入电压Vi成正比，从而实现了电压－频率变换。其输入电压和输出频率的关系为：fo=(Vin×R4)/(2.09×R3×R2×C2) 由式知电阻R2、R3、R4、和C2直接影响转换结果f0，因此对元件的精度要有一定的要求，可根据转换精度适当选择。电阻R1和电容C1组成低通滤波器，可减少输入电压中的干扰脉冲，有利于提高转换精度。

同样，由LM331也可构成频率－电压转换电路。

3、数据处理电路

数据处理电路包括A/D数模转换ADC0809、 AT89C51单片机和显示电路等组成。ADC0809是采用CMOS工艺制成的八位八通道单片A/D逐次逼近型转换器，逐次逼近型转换器包括1个比较器，1个数模转换控制器，1个逐次逼近寄存器(SAR)和1个逻辑控制单元，转换中的逐次逼近是按对分原理由控制逻辑单元完成的，它原理简单，便于实现，不存在延迟问题。AT89C51是一个高性能的8位单片机，片内带有4k字节的FLASH可编程可擦除只读存储器，其指令系统与MCS-51完全兼容，因而可方便地应用各种控制领域。在设计中，P0口作为数据口，P1口作为开关量输入输出控制，P2作为显示模块和ADC0809的地址控制线，INT0端为键盘中断输入端，由此组成一个简单的单片机测量系统。

经过LM331 F/V变换后的电压信号，送入ADC0809进行数模转换，AT89C51单片机实时读取数模转换后的数据，通过内部软件的计算后，把结果送到显示屏显示，显示内容主要为各功放管的电流，电源电压，输出功率和反射功率等。输入的开关量检测信号经光电隔离后直接送入AT89C51的P1口。显示电路采用16×2字符点阵液晶显示模块，该显示模块具有内置192种字符（5×7点字型），指示功能强，可组成各种输入，显示和移位方式等功能，且与MCS－51系列单片机接口简单，软件编程简单等特点。

二、 软件设计

软件基本结构框图3。主程序主要是循环采集模拟量和开关量信号，并根据信号类型进行计算，所得值送到液晶屏显示，同时根据控制要求，输出控制信号，以实现对功放模块的控制、报警和保护功能。

键盘中断子程序主要用于查看显示内容，设置一些如报警参数和RS232通信波特率等。RS232通信目的是把单个功放模块的数据传送给整机的控制单元，由整机总控制模块进行处理和显示，以实现远程控制和服务器连接。

功率放大器篇9

关键词:B类放大器;高效率;跟踪电源;电源纹波抑制比

中图分类号:TP311文献标识码:A文章编号:1009-3044(2010)21-5865-02

High Efficiency Class B Power Amplifier Fed by Tracking Power Supply

ZHU Yi-fei

(East China Institute of Electronics, Hefei 230031, China)

Abstract: An improved Class B power amplifier fed by a tracking power supply is investigated in the paper. The proposed the Class B power amplifier, powered by the tracking power supply which is different from conventional constant DC supplied Class B power amplifier, has much less voltage drop across the output power transistors that lead to higher efficiency. The operating principle of the improved Class B power amplifier is analyzed; experimental results verify the validity of the scheme.

Key words: class B power amplifier; high efficiency; tracking power supply; power supply rejection ratio (PSRR)

功率放大器广泛应用于各种工业应用领域,如Hi-Fi音频产品、测试装置、电力系统谐波的发生及非电现象的模拟等领域中。目前,在一些对波形要求严格的场合仍然采用传统的线性功率放大器,这是因为线性功率放大器具有失真度低、动态响应特性快和频带宽等开关功率放大器无可比拟的优点,但严重的功耗问题使得系统体积庞大,难以整体优化设计。

本文研究了一种跟踪电源供电的改进型线性功率放大器[1-2],该方案基于传统B类线性功率放大器结构,提出对B类放大器采用动态跟踪电源供电,使得功率放大器互补输出对管的工作管压降和损耗大大降低,从而效率得到很大程度的改善。图1(a)为跟踪电源供电的改进型B类功率放大器电路拓扑,其中线性功率单元源于射(源)极输出器型线性电路拓扑,跟踪供电电源采用两个正、负电源工作的降压型开关变换器结构,与电压增益级受控于同一个参考信号。跟踪供电电源的输出电压uS与系统期望输出同形、同频、同相位且幅值略高于系统输出,作为线性功率单元的动态跟踪电源,替代传统的直流供电,并借助线性功率单元良好的跟随特性,使得改进型B类功率放大器能兼顾高效率与高正弦度输出的综合优良特性。图1(b)为工作波形示意图。uS+与uS-分别为正、负半周输出跟踪电源,输出电压允许存在一定的输出电压纹波,并不会对输出电压uO造成影响。

1 损耗计算与效率优化

与传统恒定直流供电的B类线性功率放大器最大的不同在于,改进B类功率放大器的末级线性功率输出单元采用动态跟踪电源供电,以减小输出功率管的压降, 从而降低功率损耗提高系统效率。假设输出电压

(1)

则输出功率为

(2)

对于传统恒定直流供电B类放大器,末级功率管的功率损耗为

(3)

而动态跟踪电源供电时末级功率管的功率损耗则为

(4)

其中 UD 为功率管的导通压降,理想情况下为恒定值。

若 PSLH 定义Pclass-B与的β比值如下

(5)

一般情况下,US/Um的值稍大于1,因此β

为了计算改进B类功率放大器的整体效率,其开关电源部分必须加以考虑,那么系统总损耗为

(6)

其中Pswitching和Plinear分别为开关电源与线性功率单元的损耗,Cs、Vds、fs、Vos和D分别为开关电源的吸收电容、输入电压、开关频率、稳态输出平均电压及占空比。

令dPTOT/dfs=0,则可以得到损耗最小情况下的最佳开关频率

(7)

2 电源纹波抑制比(PSRR)

电源纹波抑制比(PSRR)是衡量一个电路在各个频率段对输入电压纹波的抑制作用,尤其对线性电路而言是一项重要的技术指标。这里将通过建立改进B类功率放大器末级线性功率单元的等效电路模型来研究其电源纹波抑制比PSRR如何影响功率放大输出质量。图3为改进B类功率放大器末级线性功率单元的等效电路,根据KVL与KCL定律可以推导出PSRR的传递函数为

(8)

根据不同的门极接入电阻可以得到PSRR曲线如图4所示。

该图表明:1) PSRR在低频段的变化斜率为-20dB/dec,在转折频率1/(2πCgd (RG+ZOS))以上,改进B类功率放大器线性输出级对开关电源输出电压谐波将无衰减作用;2)随着RG的增大,改进B类功率放大器输出级对供电电源的谐波抑制能力降低。表1列出了 PSRR在RG分别为100Ω、200Ω和500Ω时对于开关频率及其边带谐波成分的衰减值。由表可知,应在满足开关功率级输出滤波器设计要求的条件下尽可能减小RG的值。

表1PSRR在不同情况下的纹波衰减值

3 实验结果

基于理论分析与计算,研制了一台100VA容量的改进B类功率放大器实验样机,实验主要参数如下:直流母线电压E=110V,开关频率fs=100kHz,负载为功率绕线电阻箱,其直流电阻为100Ω。图5为2kHz正弦输出实验波形,从图中可以看出,跟踪电源输出电压uS+与uS-均对输出电压起到了良好的跟踪效果,尽管跟踪电源输出电压存在一些纹波,但并未对输出电压造成影响,这从一定程度上保证了B类放大器的输出波形质量。图6为效率曲线,可以看出,采用跟踪电源供电的B类功率放大器的效率可以达到80%左右,而传统恒定直流供电的B类放大器理论最大效率为75%。

4 结论

本文探讨了一种采用跟踪电源供电的高效率B类功率放大技术,其核心思想在于:采用PWM开关滤波电路作为末级线性功率单元的动态跟踪电源,控制线性功率放大单元工作于低压差线性区,提高了系统整体效率,使整体系统近似等效为一个比例功率放大器。改进B类功率放大器继承了B类线性功率放大器的优良特性,可以实现高效率与优良波形输出兼顾。改进B类功率放大器避免了采用复杂的控制策略和电路拓扑,实现简单,节约成本,为中高功率场合音频范围功率放大技术的研究提供了一个新的参考思路。

参考文献:

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[3] 张缨,李耀华,胜小松.采用双环控制的多电平D类功率放大器[J].电工技术学报,2005,20(11):80-83.

[4] Lai Z., Smedley, K. M. A Low Distortion Switching Audio Power Amplifier [C], IEEE-PESC, 1995:174-180.

功率放大器篇10

关键词:GaAs HBT;功率放大器;温度补偿电路;在片

Abstract:A new on-chip temperature compensation circuit for GaAs-based HBT RF amplifier applied to wireless communication was presented. The simple compensation circuit is composed of one GaAs HBT and five resistors with various values, which allows the power amplifier to achieve better thermal characteristics with a little degradation in performance. It effectively compensates for the temperature variation of the gain and the output power of the power amplifier by regulating the base quiescent bias current. The temperature compensation circuit is applied to a 3-stage integrate power amplifier for wireless communication application, which results the gain variation improved from 4.3dB to 1.1dB in the temperature range between -20℃ and +80℃.

Key word: GaAs HBT; power amplifier; temperature compensation; on chip;

1引言

随着信息技术的发展,对功率放大器的需求量日益增大[1,2],并且对功率放大器提出越来越高的要求[3]。众所周知, InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的功率增益和输出功率都严重地受到外界环境温度的影响[4]。因此,提高功率放大器的热稳定性显得尤为重要。目前提高射频功率放大器温度补偿的方法,一般采用片外元件控制功率放大器的偏置电流或者输入信号的方式调节功率增益和输出功率,实现温度补偿作用。这种片外调节的方式将使功率放大器模块体积更加臃肿。为了提高集成度,实现功率模块的小型化,将温度补偿电路于功率放大器在同一单片内实现已经成为一种趋势[4 - 6]。

本文基于无线通信系统的应用,提出一种应用于InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的在片温度补偿电路结构。这种温度补偿电路由一个GaAs HBT和五个阻值大小不同的TaN薄膜电阻组成,通过实现调节基极静态偏置电流的方式实现对功率放大器的温度补偿。通过这种在片的方式实现温度补偿,大大提高了功率放大器的集成度,既有利于提高电路性能,更有利于节省成本。

2GaAs HBT VBIC 大信号模型

实验采用由稳懋半导体提供的商用化的GaAs HBT VBIC大信号模型进行模拟仿真,该模型包括基于G-P模型的HBT本征晶体管和衬底寄生晶体管两部分。图1示出GaAs HBT VBIC大信号模型的等效电路图。等效电路除了晶体管本征部分和衬底寄生晶体管之外,还包括热效应等效网络和剩余相位网络。本实验中采用VBIC大信号模型具有如下特点:精确模拟基区宽度调制效应;准确表征寄生衬底晶体管;提高Kirk效应的HBT准饱和特性;增强电子渡越时间模型;近似的分布式基极描述;弱化雪崩电流效应;小信号相位漂移以及瞬态分析相位漂移的一致性处理;改进的空间电荷电容模型;准确模拟自热效应;改善的温度模型。

为了准确地描述外部环境温度变化引起的热效应以及自热效应,GaAs HBT VBIC模型专门针对这种现象建立了与外部环境温度相关和异质结结温相关的热等效网络,如图1所示。

3温度补偿电路

由于InGaP/GaAs HBT具有很强的热敏感性,器件性能受外部环境温度以及自热效应的影响很明显,从而导致基于InGaP/GaAs HBT研制的射频功率放大器增益明显的受环境温度影响。图2(a)示出单级功率放大器的小信号增益随环境温度变化的特性曲线,由图可以看出,随着温度的增加增益急速下降。这被认为与HBT器件的跨导变化莫大的关系,因为对于GaAs基HBT器件而言,静态偏置电流会随温度的增加而减小,从而导致器件跨导随之减小。众所周知,功率放大器的增益与器件的跨导呈之比。因此调节HBT器件的跨导是改善放大器功率增益随温度变化的有效手段。图2(b)示出AB类工作的功率放大器小信号增益与基极静态偏置电流的关系曲线。由图可以看出基极静态偏置电流的微量增加,会导致功率放大器增益的显著提升。这同样是因为HBT器件跨导的变化引起的,因为对于工作在AB类的功率放大器而言,HBT器件的跨导随着静态配置电流的增加而显著增加。由此可见,可以通过调节功率放大器的基极静态偏置电流的方法,提高HBT器件跨导,从而有效地改进放大器功率增益的温度特性,因此,在功率放大器HBT器件的基极偏置端添加一个温度补偿电路调节基极静态偏置电流显得非常必要。

图3示出InGaP/GaAs HBT射频功率放大器带温度补偿结构的射极跟随器型偏置电路原理图,其中黑色虚线框内为温度补偿结构。该偏置电路由一个InGaP/GaAs HBT和五个阻值大小各不相同的TaN薄膜电阻组成。由晶体管HBT Q2的基极电压Vs决定Q2的发射极电流,由发射极电流和发射极电阻共同决定偏置电路的辅助电压Vaux,通过辅助电压Vaux和辅助电阻Raux调节射极跟随器型偏置电路中二极管结构连接的晶体管D2的集电极电压V1。

对于射极跟随器型偏置电路,功率放大器的基极静态电流主要由发射极跟随器晶体管Q1的输入电阻和基极电压V2决定。随着外部环境温度的改变,温度补偿电路通过调节电压V1的方法,进而调节晶体管Q1的基极电压V2和功率放大器晶体管QRF的基极电压Vin,从而调节功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流,实现增强功率放大器的功率增益随环境温度变化的稳定性的目的。对于温度补偿电路而言,需要对晶体管Q2各端选择合适的电阻值,确保在室温条件下辅助电阻Raux两端电压Vaux等于V1。

当温度升高时,温度补偿电路节点aux的电压Vaux减小速度低于V1的减小速度,致使Vaux大于V1,因此有附加电流从节点aux流向节点1,从而提高节点1的电压V1,进一步提高电压V2和功率放大器晶体管QRF基极电压Vin。一方面,提高电压V2会使得参考电阻Rref两端电压降低,减小参考电流Iref;另一方面,提高Q1的基极电压V2和QRF的基极电压Vin,使得晶体管Q1的基极和发射极两端电压增加,降低晶体管Q1的基极电阻,从而提高晶体管Q1的基极电流,进而提高功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流。反之,当温度降低时,电压Vaux低于V1,因此有附加电流从节点1流向节点aux,从而使得电压V1、V2和Vin都将降低,导致晶体管Q1的基极电流减小,进而降低功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流。

特别需要提及的是,对于调节高温和低温条件下的的功率增益大小,辅助电阻Raux阻值的选取非常重要,合适的阻值能将电阻Raux两端的电压差调节到需要的值,达到高温和低温时的功率增益没有明显差异。

4结果与讨论

为了验证上述提出的温度补偿电路的可行性,将温度补偿电路应用到实际功率放大器电路中。图4示出应用于无线通信系统的单片集成射频功率放大器的原理图。对于射频功率放大器而言,需要尽可能的得最高的效率和最高增益。为了实现这个目标,功率放大器的晶体管选择合适的发射极面积,并设法使功率放大器工作在AB类。实现将温度补偿电路与射频功率放大器集成在单颗GaAs基片上。

基于稳懋半导体公司提供的商用InGaP/GaAs HBT VBIC大信号模型,分别对有无温度补偿结构的射频功率放大器进行仿真。图5示出有无温度补偿结构的射频功率放大器在环境温度为-20℃, 25℃ 和+85℃条件下的小信号S21参数,其中图5(a)为没有温度补偿结构的S21参数,图5(b)为有温度补偿结构的S21参数。由图可以看出温度补偿结构能有效地减小小信号S21参数随温度变化的变化量。图6示出有无温度补偿结构的射频功率放大器功率增益随温度变化的特性,其中实线为没有温度补偿结构,虚线为有温度补偿结构。由图可以看出,当温度从-20℃ 增加到 +85℃时,没有温度补偿结构的功率放大器增益从14.3dB下降到12.8dB,下降量为1.5dB,而有温度补偿结构的功率放大器增益从13.7dB下降到13.4dB,下降量只有0.3dB。由此看出,温度补偿结构使得功率放大器的功率增益随温度的变化的稳定性大大提高。图7(a)(b)分别示出有无温度补偿结构的功率放大器功率特性曲线,其中图7(a)没有温度补偿结构,图7(b)有温度补偿结构。由图可以看出,引入温度补偿结构,使得功率放大器在不同输入信号条件下的的功率增益、输出功率和效率随温度的变化量都大幅度减小。由图可以看出,在-20℃到+85℃的温度范围内变化时,具有温度补偿结构功率放大器的输出功率能稳定在37.7dBm以上,同时功率附加效率PAE在57%以上。从上述系列的结果可以看出,这种结构简单的温度补偿电路非常适合应用于无线通信系统的射频功率放大器。

5结论

本文提出一种应用于InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的温度补偿电路,这种温度补偿电路具有结构简单,与功率放大器电路集成在同一个单片芯片的特点。采用该温度补偿电路通过调节功率放大器的基极静态偏置电流的方式补偿放大器功率增益随环境温度的变化,有效地提高功率放大器的热特性。将温度补偿电路应用到实际射频功率放大器中,使得在温度范围-20℃到+85℃内变化时,功率放大器的功率增益随温度的变化量从1.5dB下降到只有0.3dB,功率放大器的输出功率能稳定在37.7dBm以上。本文提出的温度补偿电路是一种非常适合应用于无线通信系统的射频功率放大器的温度补偿结构。

参考文献

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