脉冲电源十篇

脉冲电源篇1

粉尘比电阻大于1011Ω·cm（高比电阻）时，采用传统工频、高频电源的电除尘器收尘，由于高电阻粉尘在电场中的高粘附力，使振打无法有效地将粉尘从收尘极板上除下，最终引成反电晕现象，降低了除尘器的除尘效率。脉冲电源独特的基础电压叠加脉冲电压的双电模式，相比于传统的工频、高频电源，能使粉尘的驱进速度明显提高，如图1所示，这使得同收尘面积的静电除尘器在使用不同电源控制系统时产生完全不同的除尘效果。增强系数H=Wp/Wdc，其中Wp为应用脉冲电源后的粉尘驱进速度，Wdc为应用常规电源后的粉尘驱进速度。从上图中看出，粉尘比电阻越高，应用脉冲电源后的效果越好，当粉尘比电阻为1013Ω·cm时，增强系数达到2.2倍，即脉冲电源对粉尘驱进速度的提高效果是常规电源的2.2倍，这就使得脉冲电源在高比电阻粉尘的除尘效率上完全优于常规电源。同时，脉冲电源的脉冲电流大，电压脉宽窄（≤120us），电除尘器电压上升率高，达2KV/us，荷电和电晕效果好，火花电压高，比常规电源提高几十KV，而基础电源电压总低于火花电压，能有效抑制反电晕和二次扬尘，有利于收尘。依据多年电除尘研究经验和相关工业应用，电除尘器电场越往后，粉尘比电阻越高。在除尘器后两级电场粉尘的平均比电阻一般都能达到1.0×1011～1.0×1013(Ω·cm)数量级。利用多伊奇公式η=1-e-w·A/Q及其他相关知识，可以计算出脉冲电源对不同比电阻粉尘的理论除尘效率，如表1所示。从表中可见，比电阻越高，脉冲电源的除尘效率越好，比电阻为1.0×1012～1.0×1013(Ω·cm)时，理论效率可达99.9934%。

2.脉冲电源的组成及结构

脉冲电源是适用于电除尘器的电源，目前在世界各地的电厂、钢铁厂及水泥厂的环保除尘机械设备中得到了广泛应用，除尘效果显著。它主要由控制柜和高压输出变压器两部分组成，分别放置于控制室和电除尘器顶部。脉冲电源系统一般由基础电压产生部分、脉冲电压产生部分、控制部分及通讯部分组成。其原理图如图2所示。1）基础电压Vdc产生部分三相交流电源输入至三相升压变压器，经三相整流桥和滤波电路后，产生一个高压直流电压，再经扼流电感L2和耦合电感L4送至电除尘器中，供应电除尘器ESP所需的基础电压。2）脉冲电压产生部分三相交流AC380V输入至三相升压变压器，经整流桥、滤波电路后，得到一个高压直流电压，经扼流电感L1给储能电容Cs充电。当高压IGBT（SW1）导通时，储能电容Cs、扼流电感L3、耦合电感L4、电除尘器ESP等效电容形成谐振回路，储能电容Cs内的电量在该回路内谐振，在电除尘器ESP两端形成一个脉冲电压。该脉冲电压与基础电压叠加，产生最终所需的加至电除尘器ESP上的电压波形，如图3所示。谐振后半部分，电量回充给储能电容Cs，节约电能。当高压IGBT关断时，谐振回路断开，电源继续给储能电容充电至原电压，等待下次脉冲的产生，如此循环。3）控制部分通过一个核心控制器（嵌入式系统），控制基础电压、脉冲电压的产生，并接收脉冲电源的反馈信号、监控关键位置的运行状况，调整脉冲电源的运行状态，使脉冲电源适应各种复杂工况的要求，产生最大的收尘效率及节能目标。同时采用快速、智能的火花响应、处理机制，保证火花状态下设备的安全、稳定运行。4）通讯部分通过以太网控制器，在通讯协议，比如Modbus的基础上搭建整个通讯系统，在上位机界面上监控各个脉冲电源的运行情况，并统一控制、调配，便于运行和管理，提高工作效率。

3.脉冲电源除尘的特点和优势

对于常规除尘器控制电源，脉冲电源具有如下主要优势：1）脉冲电源具有常规电源各种特性；2）在基准电压的基础上叠加脉冲电压，有效抑制高比电阻粉尘的反电晕现象，同时使电场获得尽可能大的电晕场强，使高比电阻粉尘充分实现电离、吸附、放电等过程；3）在获得较高场强的状态下，使得电耗最大可能的节省。对于电除尘器本体一类的改造，脉冲电源具有如下主要优势：（1）改造简便，可在不停炉、短期停电的状态下完成改造；（2）改造周期短，见效快；（3）故障时影响小，无需停炉整改；（4）改造成本低；（5）对于原本体小的除尘器有适当提效功能。综合考虑，脉冲电源较其他除尘器技术具有全面的、可靠的优势，采用脉冲电源对电除尘器进行改造是目前适应国家新环保标准的最佳改选方案。

4.脉冲电源工程应用及发展前景

脉冲电源篇2

    电机扩大技术成熟、可靠性高,控制绕组多,是传统的消磁主电源励磁装置的首选。但扩大机作为特殊的直流发电机,本身时间常数大,且参数可调范围有限,并不适用于图2所示工况。研究和实践表明,针对图2所示的特殊工况,其励磁装置需采用适用于电机控制、参数可调范围大、反应迅速的基于数字控制的整流式励磁装置,得到消磁脉冲电源电气部分物理模型如图3所示。消磁脉冲电源交流发电机采用有刷励磁、励磁装置功率部分采用晶闸管整流,通过传感器将机端强电信号转换成弱电信号作为反馈信号,经模数转换,与给定信号比较,经数字PID调节形成控制信号控制晶闸管的开关,将三相交流电整成6脉波直流电,大小由控制信号决定,通过电刷给发电机励磁绕组供电,从而控制消磁电流波形。虽然图3所示模型中晶闸管整流部分和不控整流部分都是离散的工作模式,但相对于消磁主电源系统的机械时间常数来说,其间隔时间可忽略,从控制的角度讲图3所示的模型可当做连续系统处理[1]。系统的储能飞轮重达数吨,再加上其它机械结构,系统有很大的惯性,工作过程中电枢转速可视为恒定:晶闸管整流部分可视为增益为k0、时间常数为T0的一阶惯性环节;发电机励磁绕组的电感为L、电阻为R;发电机电枢连同负载(包括不控整流装置和消磁绕组)可视为增益为k1、时间常数为T1的一阶惯性环节;反馈通道视为增益为k2、时间常数为T2的一阶惯性环节,则消磁主电源电气部分数学模型如图4所示。图4所示模型中,励磁装置的时间常数为毫秒级;交流发电机直接带整流负载,非对称工作模式,可认为它总是处于超瞬态,交流电机电枢的超瞬态电抗很小[3-6],电枢连同负载的时间常数为0.1s左右;反馈环节的时间常数约为数十毫秒;交流发电机励磁绕组的时间常数一般可达数秒,所以消磁主电源电气部分的惯性主要来自发电机励磁绕组,在计算PID控制环节参数时,可先不计其它各环节的影响,在不考虑PID环节的D参数时(D参数在后面考虑),得到简化的消磁脉冲电源励磁控制模型如图5所示。

    2控制参数计算

    消磁脉冲电流最后一个脉冲的幅值很小,这就需要对发电机输出的剩磁电压进行控制。根据图6所示的同步发电机短路特性曲线和图7所示的空载特性曲线可知,要使最后一个脉冲满足要求,发电机空载剩磁电压须控制在20V以下,而该发电机的空载剩磁电压接近100V,故励磁装置需产生偏置电流以补偿剩磁电压。补偿后实际输出空载剩磁电压小于2V。

脉冲电源篇3

【关键词】高频脉冲电源;时基振荡电路;短路

数控线切割机床采用电极丝（钼丝、钨钼丝等）作为工具电极，在脉冲电源的作用下，工具电极和加工工件之间形成火花放电，火花通道瞬间产生大量的热，使工件表面熔化甚至汽化，再经过数控系统控制轴运动来进行加工工件的设备。

在线切割机床常见故障中与高频脉冲电源部分相关的故障出现较多且较难维修。本文结合生产实践针对数控线切割机床高频脉冲电源常出现的故障的诊断与排除进行了分析和论述。

1.高频脉冲电源的功能及特点

数控线切割机床由工作台、走丝机构、供液系统、脉冲电源、数控系统等组成。脉冲电源是产生脉冲电流的能源装置。线切割脉冲电源是影响线切割加工工艺指标最关键的设备之一。为了满足切割加工条件和工艺指标，对脉冲电源的要求为：较大的峰值电流，脉冲宽度要窄，要有较高的脉冲频率，线电极的损耗要小，参数设定方便。

2.数控线切割机床与高频脉冲电源相关的故障

高频部分故障可以根据故障现象总结为四种类型，分别为：无高频;高频处于短路状态;丝筒换向时高频不断;高频电流过大钼丝烧丝。下面就针对这四种情况分别进行分析。

2.1 无高频输出

该故障现象的诊断应该按照从机床到内部电路的顺序逐步排查。首先检查电压表显示有无电压产生，如果有电压却没有电流，则考虑放电回路断路，如电极线接触不良，保险管熔断等。如果显示没有电压，则首先应检查电源电压是否正常，如正常，可考虑断高频控制电路未接通或是高频电源板故障。具体诊断方法如下：

断高频控制线路未接通可能是中间继电器线圈故障，或继电器的常开触点接触不良，即接线端子之间开路。此故障可以通过在丝筒运转时按下高频电源箱上的高频按钮，如果钼丝与工件之间有火花产生，则为断高频控制线故障，否则为高频电源控制板故障。

如果诊断为高频电源控制板故障，则需要进一步维修该电路板，维修高频电源控制板首先需要了解该电路板的工作原理：

高频电源由脉宽调节电路、间隔调节电路、时基振荡电路、断高频控制电路、功放推动级、功率放大电路、直流电源等部分组成（如图1所示）。

其中时基振荡电路由555及周围电路组成，产生高频脉冲方波，晶体振荡电路是高频电源的核心部分;断高频控制电路控制信号的输出;功放板采用IRF630作为功率输出管，把信号放大后加到钼丝上，从而可以进行产品加工。

图1 高频脉冲电源框图

所以在排除故障还没有高频情况下，首先要检查时基振荡电路是否有脉冲方波发生，具体方法是通电情况下查看振荡板中的发光二极管是否点亮。

如果二极管亮，应检查整理电源电路中的滤波电容两端电压是否有正常的+100V。如不正常，这时检查变压器交流电压供电是否正常。

如果发光二极管不亮，则按下测试开关，按下后还是不亮，说明振荡电路板有故障，检查12V直流电源电路中的三端稳压器是否有12V电源输出。

如没有，检查电源部分故障，如有，可以用示波器检查555振荡电路和功放推动级电路的输出是否有高频脉冲信号，哪一级没有就检查哪一级电路，然后更换相应的故障元件来修复电路板。

2.2 高频处于短路状态

此故障的排除方法与无高频故障相似，不再重复阐述。只不过此故障在开始加工时会出现加工回退现象，一般是由于钼丝与工件之间短路造成的。

2.3 丝筒换向时高频不断

这个故障首先要检查储丝筒换向断高频继电器的开关，让储丝筒运行，看换向断高频继电器是否吸合，换向时是否断开，若不动作，则是机床控制换向断高频线路有故障，应检查换向断高频机床线路，从而排除故障;如果由于换向开关故障使断高频继电器线圈换向时未断电，也会造成该故障现象，有时会因为接线端子短路造成。

2.4 高频电流大钼丝烧丝。

此故障要首先检查功率推动级电路中的集成电路4096是否被烧坏出现短路，4096损坏则需要更换，如果正常则检查高频功放部分电路板，用万用表电阻挡逐个对比检查功放管，找到击穿的功放管进行更换。若暂时无功放管，则关掉该功放管开关，仍可使用，因为多个功放管是并联的，不影响电路正常工作，只是少一个管在加工厚工件时会因为放电电流减小而影响加工速度。

脉冲电源篇4

关键词：半导体激光电源；MAX1968；TEC；TTL；温度控制

中图分类号：TN789文献标识码：A文章编号：1009-2374（2009）09-0021-02

一、半导体激光电源的发展及技术要求

目前，半导体激光器在通信技术、生物医学工程、军工技术等领域的应用越来越广泛。因此半导体激光电源的可靠性、稳定性也就显得格外重要。由于激光器的发射谱线、倍频晶体的相位匹配等对温度十分敏感，因此温度的变化严重影响着整个器件的性能，因此，温度控制电路对整个激光器件的品质是非常关键的。小功率的激光器可以采用简单的被动散热；高功率的激光器一般需要水冷，通过调节循环管道内水流量来达到控温的目的，这种方法精度不高，而且受到应用环境的限制，使激光器的应用范围变窄。若要激光器的控温具有高稳定度，则需要用半导体制冷器（Thermal Electronic Cooler，TEC）作为温控系统的控温执行器件，通过调节流经 TEC 的电流方向和大小，可以实现制冷或者加热，实现较高的控温效率，同时达到理想的控温精度。

二、半导体激光电源的系统设计

如图1的系统框图，整个系统分为三个部分，分别为激光电源（LASOR DIODE，简称LD）恒流输出部分，TTL电平控制部分以及半导体制冷器（Thermal Electronic Cooler， TEC）温度监测与控制部分。

在激光电源恒流输出部分中，首先用一个模块电源将市电的220V交流电转换为5V/4A的直流输出；然后通过一系列滤波调压将收到的直流电量整合到携带有少量微小噪声干扰的直流量，最后通过一个恒流电路将输出电流稳定到3A，输送给激光器。

在TTL电平控制部分中，主要是通过TTL电平控制恒流电路中输出MOS管的导通与关闭以达到调制激光的功能。

在TEC温度监测与控制部分中，激光器表面的温度信号首先通过一个温度-电压传感器转变为可采集的标准电压信号，并传送给比例电路。电压信号通过比例电路的放大与滤波后，传送给TEC驱动电路和比较电路。TEC的驱动电路将接收到的信号与基准值相比较，以驱动TEC不工作、制热或者制冷。比较电路将接收来的信号与基准值进行比较与分析，当温度超过预设的温度上下限值时，发送出一个警报信号迫使整个电源停止工作。

三、半导体激光电源的硬件连接

硬件连接主要分为两个部分，第一部分是半导体激光器部分，为激光器提供稳定的输出，同时利用TTL信号和警报信号控制电源的工作状态；第二部分是TEC驱动及警报信号产生电路，通过MAX1968控制TEC制冷或制热。

（一）半导体激光器（LASOR DIODE）

电源所提供的某一个电参量必须是稳定的，并且所携带的噪声信号越小越好。因此，系统中采用了一系列的滤波调压电路，滤除电流中所带的微小噪声，以达到稳定的小功率输出。如图2，在滤波电路中设置了两个滑动变阻器，用来调节输入到运算放大器AD820的电压信号值。其中用作粗调，用作微调，分别引出两根导线，安装手动旋钮式变阻器，调节输出恒定电流值的大小。在AD820的电路中，采用电流反馈，以达到恒流输出。

在TTL与警报信号控制电路中，信号通过4N25输入到VMOS管T092C的基极，以控制其导通或截止。光电耦合器4N25主要用来隔离前后级电路的相互影响，同时控制Q2（T092C）的导通与截止，以调节恒流输出的导通与截止。电路工作过程：当激光器工作在指定温度范围内时，警报信号为低电平，此时，若TTL信号为高电平时，U104A（DM74LS00M）的输出为低电平，则U102A（CD4001BCM）的输出为高电平，而U104B（DM74LS00M）的输出为低电平，这导致光电耦合器4N25截止，则Q2（T092C）基极为低电平，Q2截止，则AD820输出的电压值不变，使MOS管Q1（BU932RP）导通，从而输出恒定的电流值；而若TTL信号为低电平，则U104A（DM74LS00M）输出为高电平，U102A（CD4001BCM）输出为低电平，U104B（DM74LS00M）为高电平，则光电耦合器4N25导通，输出电压导致Q2基极为高电平，Q2导通，从而使AD820的输出端降为低电平，导致MOS管Q1（BU932RP）截止，则LD部分无输出。而当警报信号为高电平时，无论TTL信号为高电平或者低电平，都会导致U102A的输出端为高电平，从而使LD部分无输出。

（二）TEC驱动及报警信号产生电路

热电致冷器（TEC）是利用帕耳贴效应进行制冷或加热的半导体器件。在TEC两端加上直流工作电压会使TEC的一端发热，另一端致冷；把TEC两端的电压反向则会导致相反的热流向。本系统使用MAX1968为TEC的驱动芯片，它采用直接电流控制，消除了TEC中的浪涌电流。MAX1968单电源工作，在芯片内部的两个同步降压稳压器输出引脚之VOUT1与VOUT2之间连接TEC，能够提供±3A双极性输出。双极性工作能够实现无“死区”温度控制，以及避免了轻载电流时的非线性问题。该方案通过少许加热或制冷可避免控制系统在调整点非常接近环境工作点时的振荡。此系统中设置的基准值是3v（对应的温度值为25℃），当传感器感知的温度大于25℃时，经反向放大器放大后传输给MAX1968的电压值将小于3v，MAX1968将输出+3v的电压，驱动TEC制冷；当传感器感知的温度小于25℃时，经反向放大器放大后传输给MAX1968的电压值将大于3V，MAX1968将输出-3v的电压，驱动TEC制热。

传感器将感知的温度信号转换为电压信号，经过反向放大器传输给U2A的3管脚和U2B的2管脚，U2A和U2B是两个比较器（LM393）。在比较电路中，设置了两个极限电压值和一个基准值，上限是4.5（对应的传感器温度为0℃），下限值是1.5v（对应传感器温度为50℃），当时，U2B输出一个正向电压，二极管D2导通，警报信号为高电平，同时三极管Q3导通，蜂鸣器报警；当时，U2A输出一个正向电压，二极管D1导通，警报信号为高电平，同时三极管Q3导通，蜂鸣器报警；而时，U2A和U2B都输出反向的电压，二极管D1和D2同时截止，警报信号为低电平，三极管Q3截止，蜂鸣器不工作。

四、实验数据

（一）LD部分电路测试数据

将电源输出接到半导体激光器上，正常工作时测试结果见表1：

其中R104是阻值为0.1的瓷片电阻，恒定的电流值为其两端的电压值的数值的十倍。测试结果基本接近所设值，测试完成。

（二）警报信号电路部分调试数据

激光电源的设计要求是传感器模拟信号以25℃（对应电压为3V）为基准工作温度，标准输出2V/3A。当传感器输出电压信号高于3V时则说明激光器温度较低，需要制热，低于0℃温度时，LD部分停止工作，蜂鸣器报警；低于3V时则说明激光器温度过高，需要制冷，高于50℃温度时，LD部分停止工作，蜂鸣器报警。测试结果见表2：

从测试数据来看，该激光电源的参数，性能，指标完全满足设计需要。

五、结语

本文采用了MAX1968驱动芯片，大大减少了电路分立元件的数量，改进了系统噪声性能，增加了系统的可靠性， 有效地对激光器的工作温度进行监测与控制，电路的控制性能令人满意。电源设备可靠性的高低，不仅与电气设计，而且同元器件、结构、装配、工艺、加工质量等方面有关。可靠性是以设计为基础，在实际工程应用上，还应通过各种试验取得反馈数据来完善设计，进一步提高电源的可靠性。

参考文献

[1]梁国忠，梁作亮．激光电源电路[M]．北京：兵器工业出版社，1995.

[2]陆国志．实用电源技术手册――开关电源分册[M]．沈阳：辽宁科学技术出版社，2008．

脉冲电源篇5

关键词：RC电路；FPGA；浪涌脉冲

中图分类号：TP368 文献标识码：B文章编号：1009-3044(2011)10-2414-03

The Electrical Surge Testing Instrument for Electronic Equipment Based on FPGA

GAO Ming, NIU Jiong

(College of Engineering, Ocean University of China, Qingdao 266100, China)

Abstract: This paper introduces a completely new electrical surge testing table for the device on car. This table which is based on traditional RC charge and discharge circuit taking FPGA as the control core and relay as the electrical isolation device controls the switches through the rigorous timing to finish charge and discharge in order to simulate electrical surge.

Key words: RC circuit; FPGA; electrical surge

随着现代电子设备的迅速发展，车载电子设备已经成为汽车中不可或缺的组成部分。但是汽车当中的电气环境对于电子设备来说是十分恶劣的。由于储能元件的投切，会产生瞬间电压达额定电压几十倍的浪涌电压，如果保护不力，可能会造成车载电子设备的永久性的损坏。因此，提高电子设备本身的浪涌电压吸收能力，并对其进行抗浪涌冲击能力试验测试是十分必要的。

浪涌电压也被称为瞬态过电压，一般是指在微秒级时间内产生的一种剧烈脉冲。浪涌有时是以单个脉冲的形式出现，但是更多的是以脉冲簇的方式连续冲击电子设备，这就需要试验测试平台能够模拟连续的脉冲冲击。产生浪涌电压的原因主要是储能元件的投切，这里的储能元件主要是指电机电感、点火线圈等[1-2]。另外，发电机的抛负载也可以产生浪涌电压。由于储能元件（主要是电感）产生的电压可以由公式计算出来：

其中存储的能量为：

浪涌电压有可能是正脉冲，也有可能是负脉冲，而且大部分是双指数脉冲。以正脉冲为例，如图1所示，上升沿数学模型为：

下降沿：

一般来说，脉冲的上升时间要求在1μs左右，这就对浪涌脉冲产生装置的响应速度有很高的要求。另外，脉冲的峰值电压很高，能量也很大，所以，冲击电源必须能够满足这样的储能要求。

目前在市场上主要有两种类型的脉冲模拟设备，一种是有源浪涌脉冲模拟，另外一种是无源浪涌脉冲模拟。有源模拟就是通过计算机模拟脉冲波形，然后通过大功率高压放大器进行放大。但是，这种方法有一些缺陷：

1）这种设备的电源必须能提供大的功率去满足脉冲的要求；

2）这种电路的动态特性不好，必须加调节电路，使得电路设计更为复杂；

3）高压放大器不易选择，响应速度慢，；

4） 整体设计困难，可靠性低，成本高。

基于以上原因，本系统选用无源的方式模拟浪涌脉冲，也就是以RC充放电电路模拟双指数脉冲。这种方式主电路简单，元器件容易选择，电容可以储存很大的能量，放电时可以满足脉冲的能量要求。另外，对于系统高响应速度的问题，可以通过利用高速电子开关（IGBT）来解决。

1 相关标准[3]

在国家的相关标准中，发生双指数脉冲的瞬态简单电路实例如图2所示。

前面提到，浪涌脉冲主要是由储能元件的投切和电机抛负载造成的，下面分别介绍这两种情况。

1）电感断开引起的浪涌脉冲

电源与感性负载断开连接时所产生的瞬态现象，它是由于电源与感性负载断开连接产生的，它影响与感性负载并联的装置。

2）电机抛负载引起的浪涌脉冲

抛负载瞬态现象，即模拟在断开电池（亏电状态）的同时，交流发电机正在产生充电电流，而发电机电路上仍有其他负载时产生的瞬态。抛负载的幅度取决于断开电池连接时，发电机的转速和励磁场强的大小。抛负载脉冲宽度主要取决于励磁电路的时间常数和脉冲幅度。

本系统具体的参数要求是根据成熟的企业标准而设计的。该企业标准规定了有五种脉冲波形，分别是正脉冲Z1、Z2、Z3和负脉冲F1、F2。相关参数如表1所示。

从表1中可以看出，如果不考虑电压的正负的话，只有三种波形：峰值300V、脉宽690μs，峰值200V、脉宽11.5ms和174V、脉宽460ms。波形如图3图4所示。

以正脉冲为例（如图3），具体说明图和表中参数：

1）UA是待测电子设备的工作电压，发生脉冲时，脉冲电压需要叠加在UA上，所以在负脉冲的发生周期内，有一段波形电压实际上是正值，本系统的UA是12V/24V；

2）上升时间tr，要求小于1μs；

3）td是脉冲宽度，这一标准的五种波形中只有三种脉宽；

4）Us是脉冲电压的峰值，共有五种；

5）重复周期T是脉冲宽度td加上脉冲间歇，也只有三种值；

6）重复次数N是需要对待测电子设备进行连续冲击的次数，虽然表中有规定值，但在系统中可以手动调节。

2 主电路设计

2.1 系统组成

本系统分为脉冲发生电路系统与控制电路系统两部分。脉冲发生电路系统是用来产生浪涌脉冲的主电路，如图4所示，它由以下几部分组成：

1）220V工频电源作为脉冲产生的功率源；

2）220V/450V变压器和整流器；

3）三组IGBT（IGBT1、IGBT2、IGBT3）及其控制电路板；

4）充放电电路：包括充电电阻，三种充放电电容组（Ci，i=1,2,3），保护电阻，放电电阻；

5）继电器与接触器；

6）正负脉冲选择电路，正负脉冲选择电路用于选择脉冲的正负；

7）12V/24V电源，用于电压的叠加和为继电器供电，IGBT3是控制12V/24V电压输入；

2.2 电阻R3的选择

选择R3所遵循的的原则是：

当：

此时负载对系统时间常数的影响可以忽略，所以取：

当Rl最小，即负载最重时：

待测电子设备的电源为24V，工作电流最大是2A，所以：

取：

得：

实际取：

2.3 电容Ci的选择

根据公式：

可近似选择C1=220μF，C2=1000μF×3个，C3=10000μF×12个。

由电容储能公式：

得三种脉宽的电容储能为：W1=9.9J，W2=60J，W3=1816.56J，可以达到脉冲冲击能量要求。

工作时，FPGA会通过打开和关断IGBT去对电容进行充电与放电，达到模拟浪涌脉冲的目的。IGBT是高速大容量电子开关，可以通过大电流而且导通和关断的时间很短，能够和完成高速的动作，对电容充放电的导通和关断就是由IGBT完成的。继电器和接触器动作较慢，由于继电器无法驱动大功率器件，却可以驱动接触器，而且继电器可以有效地保护弱电电路，所以被用作中间继电器，而接触器则负责RC充放电回路的导通，FPGA通过选通接触器去选择脉冲种类。电容支路的接触器是常开触点，由继电器选通，保护电阻支路的接触器是常闭触点，用于使电容释放出残留电压，保护人员和电路，但在正常充放电时，该电阻保持开路状态。

3 控制电路设计

FPGA是一种高度可编程的控制器件，采用高速CHMOS工艺，功耗低，可以与CMOS、TTL电平兼容是小批量系统提高系统集成度、可靠性的最佳选择之一。

控制电路系统主要包括电源电路、FPGA核心板、反馈采样电路和显示与键盘电路四部分，如图5所示。电源负责整个控制系统的供电。FPGA核心板是整个系统的控制核心，决定系统的工作时序，人机界面，通过继电器、IGBT控制板与断路器、以及其他强电部分相连。它是由以下几部分组成：FPGA，FLASH，SDRAM，EPCS等，目的是使电路模块化，并以核心板为控制单位的对外电路进行控制。另外，FPGA工作速度很高，能够满足系统对于速度的要求。FPGA技术的使用，可以将大量时序工作交由底层硬件完成，不但满足了系统快速响应的设计要求，同时增加了系统的灵活性和可配置性，方便了系统的开发，缩短了开发周期。软件部分基本只参与应用层的设计，包括波形选择、参数调整、设备的启停控制和当前波形的显示。IGBT是主电路的开关，负责电容的充电与放电，但是FPGA不能与IGBT直接相连，需要通过IGBT驱动模块来驱动IGBT。继电器是FPGA的IO口与强电电路相连接的中间设备，它可以通过隔离有效地保护弱电电路。反馈采样电路包括反馈电路和AD采样电路。反馈电路包括分压电阻，光电隔离，DA，比较器。它是将脉冲信号采集以后经分压电阻分压、光电隔离后与经过数模转换后的FPGA的预设值通过比较器进行比较，根据比较器的输出是否翻转来决定充电是否完成，以此控制脉冲的幅值。AD采样电路是是将采集回来的脉冲电压值送到FPGA，用于绘制波形电压。显示与键盘电路是人机界面部分，操作者可以通过显示屏看到设备目前的工作状态，也可以通过键盘对设备进行编程，以得到想要的波形参数，如峰值、脉冲个数等。

4 工作时序

这是一个典型的弱电控制强电的系统，由控制电路发出控制信号，经过电气隔离后，控制强电开关，完成动作。

首先，FPGA会给通过IO口给IGBT1控制板一个导通信号，IGBT1控制板接到FPGA的导通控制信号后，通过IGBT驱动模块向IGBT1输出一个开启电压，令其导通。当IGBT1导通后，FPGA会根据当前选择的脉冲类型，通过继电器选择闭合其中一个接触器，构成一个RC回路，让整流器输出的直流电压通过电阻为电容迅速充电。反馈电路在充电的过程中，实时的将充电电压采集后，与FPGA设定的阈值比较，当反馈电路检测到电压达到设定值之后，FPGA会首先给IGBT1控制板一个关断信号，使得IGBT1关断。当IGBT1完全关断后，FPGA再给IGBT2的控制板一个打开IGBT2的信号，使其导通。在IGBT2导通以后，FPGA根据设定的波形选择脉冲的正负，让RC电路放电，放电完成后，浪涌脉冲模拟完毕。一个充放电周期也就是一个脉冲产生周期。之后，FPGA会判断脉冲个数是否达到设定值，从而决定是否开始下一个脉冲周期。时序图如图6所示。

5 软件流程

图7为应用软件流程。

6 结束语

经过理论验证和实际测试的检验，该测试平台能满足实际试验和使用的需求，符合国家和企业的相关标准，是一款性能良好，易于操作的智能浪涌脉冲模拟设备。

参考文献：

[1] 曹洪其,黄涛,陆丰奎.汽车电子产品浪涌试验研究[J].武汉汽车工业大学学报,1998,20(6).

脉冲电源篇6

关键词：水循环；化肥；废水；循环利用；高压脉冲法

我国水资源现状与日益增加的需求之间出现的矛盾令人堪忧。据估计，我国人均水资源占有量仅2200m3，相当于世界人均水资源的25%，并且我国水污染现状严重。干旱缺水已成为制约我国经济发展的主要因素之一。在有限的水资源中水污染问题又加剧了我国的水资源短缺。为了促进我国社会和经济的和谐发展，对工业用水，特别是化肥工业，既要厉行节约，又要综合治理，变废为宝，循环利用，大力发展循环经济。

1 化肥工业污废水

化肥工业中的污废水主要包括：原水处理滤池和冷却塔回水旁滤池的反洗水、脱盐系统的再生废水、冷却塔排污水、生活污水、厂区工艺水及锅炉排污水等。这些工业污废水，直接排放，对环境有极大的污染。传统水处理工艺中采用的吸附、絮凝及生物法往往不能达到满意的去除效果。

2 化肥工业污废水处理

化肥工业污废水是一种工业废水，其中含有大量的NH3-N、悬固物、酸碱盐、重金属、有机物、胶状物、氧化剂、油脂等，这种污废水的脏污程度主要用以下的指标表示：NH3-N浓度、悬固物含量（TDS）、酸碱度（pH）、COD、BOD以及色度等。

所谓pH值是指污废水中的酸碱度，反映工业废水排放的酸碱的程度。当pH值大于7时，废水呈碱性；当pH值小于7时，废水呈酸性；当pH值等于7时，该水呈中性。所谓COD是指化学需氧量。化学需氧量是指在酸性条件下，用该氧化剂将有机物氧化为CO2、H2O所消耗的氧量。

一般处理污废水的方法有：物理法、化学法、生物法等，然后再加以循环利用。在化肥工业近期综合整改中采用多种方法并用的水处理措施，文献［2］［4］对污废水中NH3-N浓度提出了治理方法，其它污废水经去污处理后达到国家环保标准直接排放，有些污废水经去污处理后再循环利用。但这些方法或工艺技术工程较大，水处理过程较复杂，成本较高，并且在一定程度上还存在环境污染问题。

3 高压脉冲法原理

近年来高电压技术在环境保护中的应用研究越来越多，应用高压脉冲放电对污染废水进行处理也引起了各国研究人员的兴趣。

高压脉冲法降解废水的基本原理：高功率瞬态脉冲放电所产生的大量氧化能力极强的羟基自由基团和高速等离子体流，可以破坏结构稳定的污染有机物分子；脉冲放电产生大量自由电荷可以吸附在悬浮物颗粒上从而使悬浮物颗粒带电易于沉淀；脉冲电压加在电极上形成强电场使重金属离子和各种盐离子沿电场运动从而在电极上析出重金属，可以使废水的色度、COD、BOD等指标大大改善。脉冲高压处理各类典型污染物分子还有着处理速度快，效果明显等优点。

有人提出一种高压脉冲法的电源线路如图1所示。该电路是由高压脉冲电压电路、直流电压电路和电源保护器三部分组成。高压脉冲电压电路可产生电压约20kV、脉宽约250ns、重复频率10～25Hz的脉冲电压；直流电压电路可产生10～100V可调直流电压，其电流可达数十至数百安培；电源保护器是为了防止高压脉冲电压击坏直流电路而设置的，因为直流电压只有10～100V，而脉冲电压可达20kV，假如没有电源保护器的话，直流电源将会击穿；当用了电源保护器后，可保证高压脉冲电压施加至废水处理池，也能获得10～100V的直流电源，但直流电源不至于损坏。

4 高压脉冲法在化肥工业水循环中的应用

在化肥工业中实行包括综合水处理、废水处理、水循环以及产品回收在内的水管理的基础上，可以把高压脉冲法应用于化肥工业水管理中的废水处理过程。该处理方式是将各股排水如滤池反洗水、树脂床层再生水、冷却塔排污水、生活污水等均集中统一处理，主要措施就是在各废水处理池中增加电极装置，将图1所示的高压脉冲电源加在电极装置上。由于高压脉冲放电产生的大量的具有强氧化能力的羟基自由基团和高速等离子体流，能破坏稳定的有机分子结构；高压脉冲放电产生强磁场和大量的自由电荷，使得废水中的悬浮颗粒和胶状物荷电，利于吸附和沉淀，并且重金属可在电极装置处析出。高压脉冲法体积小，成本不高，并且由于具有较强的去污能力，减轻了物理、化学和生物法去污装置的去污压力，可以简化整个废水处理和水循环系统，节省去污物料，降低污废水综合治理成本。

5 结论

利用高压脉冲法，综合治理和循环利用工业废水，形成循环利用链，不仅环保，而且可以节省大量水费和缓解当前水资源紧张局面，是化肥工业实现和谐发展的一项重要举措。

参考文献

［1］张继亨.化肥工业中的水管理［J］.2005，（1）.

脉冲电源篇7

关键词：脉冲光源 布里渊频移 电光调制

中图分类号：TP212 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）12-0179-01

分布式光纤传感器除了普通光纤传感器的特点之外，连续性分布式测量是其独特优势。其中，基于布里渊光时域分析法（Brillouin Optical Time Domain Analysis，BOTDA）的分布式光纤传感技术由于测量距离更长、精度更高、性能更出色，在工业、安保、交通基础建设等领域有极其重要的实用意义和开发价值。在传统BOTDA分布式光纤传感系统中，往往需要使用声光调制器和微波源，转换效率不高，价格昂贵。此外，系统不仅需要对两个激光器的频差（11.2GHz）进行检测、调节并锁定，而且还要求激光器具备调谐功能，对激光器的频率稳定性有很高要求。因此，目前布里渊探测光源系统的复杂性和高成本是制约分布式布里渊光纤传感技术应用的关键问题。本文针对BOTDA光纤传感系统，研究一种新型脉冲光源，整个光源系统避免了微波源和声光移频结构，简化系统结构、降低系统成本的同时可提高系统性能。

1 系统组成

本文所设计的BOTDA双通道光源系统基本结构由图1所示。

中心波长为1550nm的连续激光器发出偏振光，通过布里渊光纤环形频移器产生布里渊频移光（频率低于入射光，频移量约11.2GHz，记成波长量约为0.1nm）。该布里渊频移光进入电光强度调制器（EOM）进行调制得到系统所需脉冲光，该脉冲光的主要参数，如脉宽、重复频率等由加载在EOM的电脉冲控制。然后，脉冲光进入掺饵光纤放大器（EDFA）进行放大后作为探测光进入传感光纤。

2 布里渊环形腔频移器设计

布里渊环形腔频移器方案如图2所示。激光器光源通过可调谐衰减器作为泵浦光进入光纤环形腔结构，环形腔结构由光纤环形器、标准单模光纤（SMF）、偏振控制器（PC）、隔离器（ISO）、可调耦合比光耦合器组成。在这之前需加入隔离器1，防止腔内激光折回对光源造成损坏，泵浦光在腔内形成顺时针环形泵浦。当经过SMF时，由于发生受激布里渊散射效应，SMF中将产生在沿环形腔逆时针方向传播的Stokes光，再经过ISO和偏振控制器，在腔中形成环形振荡，并经由耦合器输出，输出光谱由光谱仪（OSA）测量。环形腔中ISO的作用是使环路中的光只能逆时针传播，防止产生高阶斯托克斯信号光；PC的作用是调节环路中的偏振态使环路中的散射光强达到最大。

3 脉冲信号源设计

脉冲信号源的设计以Altera公司生产的CyloneIII系列高性能FPGA芯片EP3C10E144C8N为设计核心，其管脚数为144，速度等级为8级，有4MB片上RAM，288个18×18乘法器，性能较为强大。

利用FPGA的主频率进行n分频可实现不同频率的方波脉冲，同时也能实现任意占空比调节脉冲。通过串口与上位机（PC）进行通信，实现脉宽和频率的调节。利用VerilogHDL语言来描述并实现如下功能：将EP3C10E144C8N的50MHz主时钟频率，通过分频器设计进行5000分频。用m控制占空比，用n控制分频比即输出的频率，即占空比为m/n；输出频率f=50M/n。以输出频率为10KHz、占空比为 0.8为例：n=50000000/10000=5000（十进制）=01001110001000（二进制），m=n*0.8=4000（十进制）=00111110100000（二进制）时，输出频率为f=10KHz，所以调节n、m可达到任意整数频率和占空比的调节，从而实现预期的设计目标（脉宽10ns-100ns，频率10KHz-100KHz）。

4 系统实验及分析

根据所设计的布里渊频移器结构，选取8km长单模光纤进行实验研究。中心波长为1551.28nm，输出功率为13dbm（20mw）的DFB激光器经过光衰减器进入环形腔，输出光谱由光谱仪观测，分辨率为0.01nm。当进入环形腔的光功率到2.3mw时，斯托克斯光光功率突然增大，且其他波长的光功率急剧衰减，此时光谱上只表现为斯托克斯光，且斯托克斯光功率随着入腔光功率的增加而逐渐加大。

将电源、DFB激光器、电光调制器、布里渊频移光路模块、调制信号源模块进行联接，组成光源系统脉冲通道实验装置。通过可调谐电压源为调制器提供偏置电压，输出调制信号源参数通过PC机与串口助手进行调节。电光调制器的输出光输入到光电探测器进行检测，光电探测器的输出通过SMA接口进入到示波器上进行观测。

实验结果表明，所设计的脉冲光源系统实现了脉冲光的输出，通过调节脉冲驱动信号，实现了脉冲光的基本参数（脉宽、频率）的改变。多次重复实验表明调制后光脉冲信号性能良好，证明了本光源设计可行性，达到了预期的设计效果。

5 结语

本文以FPGA芯片为核心设计了分布式光纤传感器的脉冲光源，实现了频移后光源脉冲宽度与频率的改变，具有简化系统结构、降低系统成本的特点，满足了分布式光纤传感器对光源的要求，应用前景相当广阔。

参考文献

脉冲电源篇8

但还有一类最神秘的辐射源，它们为数极少，是几个无法归入前两类的辐射γ射线的天体。天文学家已经为此提出了若干种解释，从遥远的星系到相互湮灭的暗物质团块，但迄今没有一种模型可以令人信服地描述所有这些辐射源。

新的发现正在为解开这一谜题提供线索，暗示其中部分γ射线源是一种特殊类型的中子星——“黑寡妇”脉冲星，它们正在使自己的伴星蒸发。令人惊讶的是，这一发现并非来自专用于探测此类辐射源的高能空间望远镜，而是来自标准的地面望远镜，它们可以捕获来自伴星蒸发过程的可见光。事实上，蒸发过程不仅是可见的，而且非常壮观——在一些案例中，业余级装备即可记录下这些宇宙加速器的死亡辐射。

死亡与复生

当一颗大质量恒星爆炸而形成超新星时，其核心会塌缩为一颗直径仅30千米的中子星，密度则可达水的100万亿倍。这个塌缩的核心经常被极强的磁场穿过，并以不到0.1秒的周期疯狂旋转。在磁场和旋转的共同作用下，在星体两磁极上方的加速带中，带电粒子被加速至接近光速。在这些粒子横穿恒星磁场的过程中，所携能量中的一小部分转化为辐射的波束，剩余部分则以相对论性（接近光速）星风的形式奔涌而出。

近50年前，我们就探测到了这种波束，它们是随着中子星的旋转过程而扫过地球的。它们经常以射电波闪耀的形式到来，就好像一道道恒星灯塔的闪光。尽管我们所发现的大多数脉冲星都呈现为射电源，但高能脉冲星可以释放出遍及整个电磁波谱的辐射，其中包括γ波段的极强脉冲。显然，每一颗脉冲星的波束背后都存在一部强大的粒子加速器，但只有γ射线波束才意味着存在最强大的脉冲星。

当然，这样大的能量并不是毫无代价的。随着时间推移，脉冲星的自转渐渐变缓，加速器被削弱。在最初1000年左右的时间里，相对论性的粒子风可以驱使一个明亮的星云诞生，例如蟹状星云（M1）。γ射线波束可以在大约100万年的时间中维持活动。在1000万至1亿年后，能量不高但很容易探测到的射电脉冲也逐渐消失。这颗中子星就渐渐退化成一座脉冲星的坟墓，并冷却为一团黑暗无光的矿渣。

然而，有些脉冲星却会焕发“第二春”。假如一颗脉冲星诞生于双星系统中，它的伴星会在数百万年甚至数十亿年后充分演化，开始向那颗长期沉寂的中子星转移自身物质。被吸积的物质撞击死亡恒星的残骸，使其以数毫秒一周的速度自转，从而重启粒子加速器和辐射波束。

当Don Backer（加州大学伯克利分校）及其同事在1982年发现了一个脉冲周期为1.6毫秒的射电源时，这一消息在高能天体物理界引起了轰动。这颗天体的自转速度比蟹状星云脉冲星快20倍，而后者是此前所知的自转最快的脉冲星。这颗脉冲星没有近期超新星爆发的迹象，因此使许多天文学家倍感困惑：它为何如此充满活力，在孤寂的灿烂光辉中以每秒642周的速度疯狂旋转？它一定是以某种方式重新复活的，但是那颗哺育它、使其周期如此之短、赠予它第二次生命的伴星又在何处？

“黑寡妇”的饕餮胃口

1988年，Andrew Fruchter及其同事（当时都隶属于普林斯顿大学）发现了脉冲星PSR B1957+20，就出现了关于这一谜题的一个可能答案。这颗毫秒脉冲星正在与一颗质量很小的伴星以9.2小时的轨道周期相互绕转。很显然，这颗高能脉冲星的星风似乎正在加热其伴星并使之膨胀，导致物质脱离伴星表面，并使伴星的质量下降到了亚恒星天体的级别。伴星使这颗高能的毫秒脉冲星从坟墓中起死回生，而后者却好像在忘恩负义地将自己的恩主蒸发。人们用“黑寡妇”来称呼这种双星系统脉冲星，这个流行的绰号源自一种雌性蜘蛛，据说它们会在完成后吃掉自己的配偶。

这颗“黑寡妇”和1982年找到的那颗脉冲星都是通过其射电信号发现的。这并不奇怪，因为射电望远镜非常灵敏，对于脉冲星搜索非常有效。但是蒸发中的恒星会外泄出高密度的电离气体，而这些气体会将射电波散射或吸收。事实上，当伴星处在脉冲星J1957与我们的视线之间，而中子星的射电脉冲必须穿过伴星的蒸发星风时，这颗脉冲星就会发生射电食。“黑寡妇”脉冲星因此可以藏身于从必死无疑的伴侣身上流出的气体的幕后。

揭开神秘的面纱

自J1957系统发现以来，25年中仅在银河系的盘上发现了另外两例“黑寡妇”。在球状星团中，还找到了另几例，但是球状星团的遥远距离和恒星密集度使得这些脉冲星非常难以研究。

2008年升空的“费米”探测器彻底改变了这一局面。“黑寡妇”和其它一些特别强大的毫秒脉冲星在以非常短的周期高速旋转，以至于它们的粒子加速器可以产生在“费米”的仪器中非常明亮的γ射线辐射。在这些γ射线源的位置上，用射电望远镜进行脉冲信号搜索，已经带来了丰厚的科学产出。通过大型计算机搜索方法来测试脉冲信号中的许多周期，我们在一些案例中无需射电波段的确认，就在γ波段找到了一颗脉冲星。此类工作总共已经发现了超过120颗近距的高能脉冲星。

这些脉冲星中包括20个“黑寡妇”型的双星系统。它们的数量为何如此之多？不同于射电辐射，高能的γ射线可以猛烈穿透伴星的星风，即便这颗恒星正在剧烈蒸发。有了强烈的γ射线信号，天文学家就会在射电波段反复检查这个辐射源，从而提高获得发现的可能性——捕获星风中的一小块特殊区域，并在“剥离”脉冲星周围阻碍的状态下探测到射电脉冲。没有γ射线信号，进行射电巡天的天文学家就看不到任何可能的目标，更无法展开进一步研究。因此可以说，是“费米”γ射线巡天这个“高人”在指点迷津：“就在这里挖吧”，从而为脉冲星搜寻者提供了一份藏宝图。

尽管获得了这样的成就，但是在250个最明亮的γ射线源中，仍有6个无法被归入耀变体、脉冲星或其它类似天体。在过去几年中，我和同事们一直在考察这些神秘的辐射源。它们是稳定的辐射器，在数日甚至数年的时间尺度上没有变化，它们有高能的γ辐射波谱，这些都是脉冲星的显著特征。但是在射电波段反复搜索，那里却没有任何东西；对于γ射线信号的计算机研究，也没有在其中找到来自年轻的高能脉冲星的信号，而这些计算机程序本来是为了找出此类脉冲星。

我们怀疑，这些源可能是双星绕转轨道很紧凑的“黑寡妇”，其中的脉冲星深藏于伴星的星风之中。射电脉冲很难或根本不能穿透星风的阻隔，使脉冲星无法在射电波段被发现。近期的两项发现支持了这一理论，它们提示，关键是找到伴星。相对论性的脉冲星星风是看不见的，除非它撞上某种物体。在“黑寡妇”双星中，加速粒子会撞上伴星，将其加热到很高的温度。在伴星围绕脉冲星运转的过程中，我们就能交替地看到其明亮、白热化的加热面和暗淡、偏红的背面。

这是一个明显的特征，但找到这样的恒星绝非易事。使γ射线得以穿透脉冲星星风的高能量也导致γ射线根本不可能通过镜面聚焦，因此，“费米”转而跟踪这些γ射线光子在探测元件中产生的正反物质粒子对，以此来“拍摄”γ射线的天空。然而，这种跟踪方式只能提供很有限的角分辨率。即便一个定位良好的γ射线源，其精确位置也可能在满月那么大的天区中的任何一点上。如果有人在银河系里搜索变源，在这样一块天区中需要检查10万颗恒星。所以，已被发现的脉冲星都位于远离银盘的空旷带，或者是由X射线源等其它线索帮助我们找到的，这就并不奇怪了。

两个候选“黑寡妇”

第一个成功案例是编号为2FGL J2339.6–0532的辐射源，它是“费米”望远镜找到的。江国兴（台湾清华大学）及其同事在一处γ射线信号的同一区域注意到有一颗变星，此后，我们用一系列望远镜对其进行跟踪观测，结果显示，它实际上是一颗不可见天体的被剧烈加热的伴星，那颗不可见天体释放的能量比太阳多10倍以上（很可能是以脉冲星星风的形式）。

利用位于得克萨斯州的10米的HET大型拼接镜面望远镜，我们获取了它的4.6小时的整个轨道周期的光谱。这个辐射源给我们上了一堂恒星光谱学课，仅仅2个小时内，它的光谱就经历了从F型（温度约7000开，加热面朝向地球）到M型（不到3000开，背面朝向地球）的全部变化。巨大的变化还在整个轨道周期中体现在伴星的颜色上，如右侧的图像所示。

这个天体是已知的光学亮度最高的脉冲星加热双星系统，其峰值亮度几乎达18等。为监测它的轨道运动，我们使用斯坦福大学教学天文台的一架0.6米望远镜进行观测。在那里，我们以多次5分钟无滤光拍摄的方式探测到了它的很长一段轨道运动，在此期间，它的亮度波动达3个星等。这颗恒星很容易找到，就位于7.6等的恒星HD 222358以西3角分的地方。只要有10英寸（25.4厘米）以上的望远镜和灵敏的CCD相机，业余爱好者应当就可以观测到这颗被剧烈加热的伴星，在一次观测过程中看见它出现和消失。

近期还发现了与γ辐射源2FGL J1311.7–3429相关的另一颗加热伴星，也许它比前者更加壮观。其亮度变化幅度达4个星等（20等至24等），光变周期短至前所未见的94分钟。除了按照正弦曲线增减的亮度变化，它还伴有一些神秘的耀发，亮度最高可上升至18等。伴星的正面被加热至大约12000开，这是B型星的温度。它既引人入胜，也令人胆战心惊——我们意识到，在加热面进入和离开视线的循环中，我们同时也在见证伴星的痛苦死亡，它正经受着粒子加速器的猛烈风暴轰击。

脉冲电源篇9

作者：邓广绪 延波 智强 杨晔 李军国 王钰 杜木林 刘术林 单位：北方夜视科技集团有限公司微光器件中心 微光夜视技术重点实验室

通过光电阴极电压正负极性的控制，就能控制光电阴极到MCP输入端电子的流动，起到电子快门的作用。利用光电阴极发射的宽束电子可控这一特性，可以设计一种脉冲开关，让正负脉冲电压受控地加在光电阴极到MCP输入端之间。如果施加的光电阴极电压极性周期性变化，负电压时间宽度（脉冲宽度、脉宽）就决定了在一个周期内能够到达MCP输入端的光电子数量；再如果光电阴极负电压脉冲宽度随光电阴极光照度增加而减小，就能够做到使光电阴极发射并到达MCP输入端的光电子的时间平均值保持不变。在MCP电压不变的情况下，其入射电子数量不变，其输出到荧光屏的电子数量亦不变，因此，在荧光屏电压恒定的情况下，荧光屏的输出亮度保持不变。为了进一步详细阐述上述理论，正常工作状态和脉冲工作状态下，微光像增强器的工作原理。说明光电阴极在低照度下采用恒定的电压工作，单位时间较少的光子可连续激发较多的电子到MCP输入端；图2(b)说明光电阴极在高照度下采用占空比可控的脉冲电压工作，单位时间可间歇发射较少的电子到MCP输入端。尽管两者采用不同的阴极电压工作方式都实现了MCP的输入电子和输出电子数量不变，但后者较前者光电阴极的照度适应范围从低照度过渡到了高照度。由于系统应用和使用环境的需要，要求微光像增强器具有自动亮度控制功能，因此，光电阴极的电压脉冲宽度控制要根据荧光屏亮度随光电阴极的照度变化自动完成，实现自动门控。决定光电阴极高照度适用范围的外部因素是阴极脉宽的占空比。受到实施方案和选用器件的影响，这个占空比的极限一般在10－4左右。如果要求光电阴极的照度适应范围从10－4lx到105lx，显然只有光电阴极的脉宽控制是不够的，还必须将光电阴极电压脉冲控制技术和MCP电压模拟控制技术相结合，才能达到使荧光屏输出亮度在大动态范围内保持不变。采用微通道板电压模拟控制和阴极电压脉冲控制的混合自动亮度控制方案，实现的自动门控电源技术的一种电路框图设计（图略）。

电路分13个单元。外部供电通过电压分配器供给振荡器、各功能控制器和波形发生器工作电压及参考电压。ABC分配器将取样信号分配给模拟控制回路和脉冲控制回路。VMCP控制、VMCP调整单元构成模拟控制回路，波形发生器、脉宽控制、阴极电压脉冲开关单元构成脉冲控制回路。振荡器输出分别供给阳极倍压器、MCP倍压器、阴极正负电压倍压器。阳极倍压输出接荧光屏，VMCP调整输出接MCP输出极，阴极脉冲开关输出接光电阴极，MCP输入端接控制电路地。在本方案中，为了保证大照度范围下自动门控电源对微光管的自动亮度控制性能，保证荧光屏亮度在某个照度值后保持不变，在整个照度范围内，荧光屏电压始终保持不变，阴极电压和MCP电压与光电阴极输入照度、荧光屏输出亮度四者之间实现的关系。中(a)是阴极电压曲线，在光照度低于1lx的区间里保持在－200V，光照度大于1lx时负脉冲电压时间逐渐变窄，并随光照度继续增加一直到输出最小脉冲宽度。图4(b)是MCP电压曲线，当光照度低于10－2lx保持在初始设定值800V，当光照度大于10－2lx时其值逐步减小，直到光照度达到100lx左右，其值稳定在400V，并不随照度的继续增加而变化。图4(C)是荧光屏输出亮度曲线，在阴极照度低于10－2lx区间，其值随阴极照度增加而增大，当阴极照度高于10－2lx时，其值保持不变。阴极照度曲线，从左到右照度依次增加。上述标注数据在系统调试时会有变化。采用本方案实际研制的自动门控电源的一组实验数据。方案设计脉冲频率250Hz，MCP初始电压840V，ABC预设亮度5cd/m2，外部供电3V/16mA，阴极电压脉冲开关单元采用了不同于文件[6]的MOSFET对管。可以看出，实验数据基本与设计曲线相吻合，说明了方案的合理性。由于测试条件的限制，更高照度下的相关数据没有测试。MCP电压控制和阴极脉宽控制的工作时序：微光管在低照度条件下其电子光学有很好的性能，这些性能是基于微光管各电极施加直流工作电压，因此，低照度区微光管应工作在直流状态，以避免系统增加新的噪声或干扰。在高照度条件下再开启阴极脉宽控制，以拓展ABC控制范围，这个光照度衔接点在1～100lx之间。光电阴极脉冲频率的选择：对于人眼观察来说，荧光屏图像不能有闪烁感，即施加固定电压的荧光屏脉冲电流频率不应小于100Hz。从荧光粉的余辉特性看，一般微光管荧光屏所用的荧光粉的余辉时间为ms级，脉冲频率应该与此相当或者更高，因为，过低的重复频率当脉冲变窄时会降低荧光屏的平均亮度。

考虑微封装器件的开关速度和脉冲占空比调节范围要求，阴极脉冲频率不应小于200Hz。光电阴极的强光保护：微光管常规电源中BSP是通过限流电阻完成的。阴极电压采用脉宽控制后，电阻式限流保护会显著降低阴极脉冲电压的上升和下降速度。自动门控电源中，阴极施加正负脉冲电压并通过脉宽控制，光电阴极是间歇式发射电子的，平均电流被控制并保持不变。由于光照度越强负电压脉宽越窄正电压脉宽越宽，正脉宽期间阴极的发射电子能力得到恢复。瞬间强闪光下，光电阴极的脉宽控制电路反应速度就决定了此时对阴极的保护效果。实用性及可靠性：自动门控电源和常规电源一样，都是与微光管灌封成一体使用，同时在系统应用中要求可互换。因此，对自动门控电源的总体要求依然是小体积、微功耗、高可靠性。在设计电路结构和选择器件参数时要充分考虑这些实际要求。提供多组稳定高压的振荡电路所用高压变压器占体积较大，要充分考虑微型化设计和制作工艺的可靠性。

脉冲电源篇10

【关键词】变流；触发；整流；逆变

引言

《DJDK-I型电力电子技术及电机控制实验装置》在电力电子变流技术方面的应用主要从触发电路、主电路和负载等几个方面进行变换即改变实验，目的是是学生在理论学习的基础上，能自己设计、连接电路，分析波形，进行故障模拟，分析原因，加深该门课程的理论知识学习并能将理论知识用于实践。本文就从触发电路、主电路、负载等几个方面对《DJDK-I型电力电子技术及电机控制实验装置》进行介绍。

1　触发电路

DJDK-I型实验装置的触发电路分为两大部分：一部分由挂件DJK03-I提供，主要为单相变流技术实验提供触发电路；另一部分由DJK02-I挂件提供，主要用于三相变流技术实验的触发电路，对各触发电路的主要工作点在面板上都有相应的插孔引出，可进行波形观察与分析并判断触发电路工作是否正常，与理论中触发电路的学习相对照加深触发电路的学习。学生可根据主电路的不同自行选择相匹配的触发电路。

1.1　DJK03-I晶闸管触发电路挂件

DJK03-I挂件包括单结晶体管触发电路、正弦波同步移相触发电路、锯齿波同步移相触发电路I和II、单相交流调压触发电路（KC05集成）和西门子TCA785集成触发电路。该挂件的电源取自DJK-01电源电源控制屏的输出线电压AB（选择开关应打在“直流调速”侧，使输出线电压为220V）。

1.1.1 单结晶体管触发电路

单结晶体管触发电路的同步电压与该挂件的输入电压AB相位一致，移相范围可达170°左右，该触发电路可用作单相半波整流电路的实验，应注意主电路与触发电路的同步。如出现不同步时，可调换该挂件输入电源A、B两端位置。（在实验中若电源A端接晶闸管的阳极，则电源引至DJK03-I挂件时上孔应接电源A）。

1.1.2 正弦波同步移相触发电路

正弦波同步移相触发电路设置了偏移电压调整RP2，给定电压调整PR1。脉宽调节在10°-240°之间调节，此电路可以与单相半波整流电路配合，但移相范围太窄（小于60°）一般不采用。

1.1.3 锯齿波同步移相触发电路

该电路由同步检测、锯齿波形成、移相控制、脉冲形成、脉冲放大等环节组成，其移相范围可达150°左右。在DJK03-I挂件上包括两组相同的锯齿波同步移相触发电路，可提供相差180°的两组脉冲，通过面板上电位器RP1可调整锯齿波斜率、RP2调整给定移相电压、RP3调整偏移电压，该电路用于单相整流及逆变实验的触发电路。

1.2　DJK02-I晶闸管触发电路挂件

DJK02-I晶闸管触发电路主要用于三相变流及三相交流调压实验的触发电路。由三路KC04集成触发电路形成六路互差120°的单脉冲，通过控制4066及六路双脉冲形成器KC41即可得到六路互差120°的双窄脉冲或后沿固定前沿可调的宽脉冲，另外为了减少触发电源功率及脉冲变压器体积，采用KC42脉冲列调制电源。

DJK02-I挂件的触发电路的三相同步电压取自DJK02面板上“三相同步信号输出端”与主电源三相电压相位相同。在做三相变流或调压实验时，应先对触发电路进行调试，具体步骤包括：1）从三相同步观察孔观察a、b、c三相相序是否正常，可通过对调三相进线中的任意两相来保证。2）观察三相锯齿波斜率，为保证触发角一致，通过调整三相锯齿波斜率调整电位器，使三相锯齿波斜率达到近似一致。3）先不接入移相控制电压Uct，根据实验不同调整偏移电压Ub确定初始移相角α（可通过观察同步电压观察孔a与脉冲观察孔VT1）。在整流及调压电路中初相角可调范围在150°以上；在逆变实验中为防止逆变角过小产生逆变颠覆，初相角应定在150°（或小于150°）。移相控制电压Uct接自DJK06挂件给定输出。

由DJK02-I挂件的触发电路产生的六路脉冲可通过正桥功放电路或反桥功放电路放大后送至DJK02上的正桥晶闸管或反桥晶闸管。当正桥控制端U1f接地时，正桥功放电路工作；反桥控制端U1r接地时，反桥功放电路工作。

2　主电路

2.1　整流

2.1.1　单相整流

DJDK-I型实验装置的DJK02上挂件有正、反两组三相桥电路，每组桥各有六只晶闸管元件组成。在进行单相整流实验时，可任选两组重点晶闸管作整流元件，触发脉冲由DJK03-I挂件所选触发电路提供，其脉冲输出端接至对应晶闸管的阴极与门极。DJK02挂件上的正桥、反桥触发脉冲控制开关均应打在“断”的位置，以免误触发。实验中的续流二极管及半孔桥中的二极管可选用DJK06挂件上的二极管，具体实验电路学生可根据所学电路自行设计，但应注意，整流电源与DJK03—I挂件上的外接电源应为同一电源以保证同步。另外DJK01电源控制屏上的调速电源选择开关应打到直流侧，保证交流电压在220V左右。

2.1.2　三相整流

在三相整流实验中，触发脉冲来自DJK02—I挂件上的正桥脉冲输出或反桥脉冲输出，通过两根20芯电缆分别接至DJK02上的正桥脉冲输入端或反桥脉冲输入端。每个晶闸管是否加脉冲，由脉冲通断开关控制。在本设置中只配备了一组电源，因此不能做六半波、双反星等整流实验：学生可根据所学对三相半波、三相桥实验电路进行自行设计。

2.2　逆变

逆变实验的直流电源可取自DJK10挂件的三相不控整流桥输出，也可取自DJK01电源控制屏的直流励磁电源。

三相逆变电压来自DJK10挂件逆变变压器的中压端，其高压侧接电网，且逆变变压器的一二次均作星型连接。

学生在设计逆变电路后进行实验时，要注意接通主电路前应将触发电路的触发角初始相位定在150°（或小于150°）。当移相控制电压增大时，要保证直流回路电流不超过允许值（控制在小于0.6A左右）。

2.3　交流调压

单相交流调压可采用任意两个晶闸管反并联，三相交流调压采用同组桥内同一桥臂的两只晶闸管反并联，触发脉冲选取与整流电路相似。

3　负载

3.1电阻性负载

在变流实验中的负载电阻可采用D42挂件上的三相可调电阻，每相电阻由两个可调电阻进行串联或并联（在交流实验中均采用并联），并注意在主电路送电前将电阻值调在最大位置。送电后，按照整流电压大小调整阻值，保证流过整流元件的电流不是太小，但直流回路的电流不应超过0.6A。

3.2电阻、电感性负载

成电阻、电感性负载。在变流实验中一般选用700mH电感，但由于直流回路受电流DJK02挂件上提供了100mH、200mH、700mH三档电感，可与前面所述电阻组限制，电阻不能过小，因此此负载不能近似为大电感负载。在电流断续时，波形及计算公式与理论中的大电感负载都有较大的不同，应提醒学生注意分析。

3.3反电势负载

反电势负载可采用一台直流电动机电枢与电阻负载或电阻、电感负载串联组成。

参考文献：