振荡电路十篇

振荡电路篇1

【关键词】射频振荡器放大器选频反馈

一、MOSFET的选取

C类射频功率放大器的主电路采用的MOSFET管为ARF461。

本系统中所采用的是N沟道增强型功率 是ARF461，它具有低损耗、高耐压值等特点。

二、振荡器主体电路的设计及元件参数的计算

电路如下图所示，图2为振荡器的主体电路，图3为它的交流等效通路，整个振荡电路为自偏置模式。基本功率放大器在起振时在A类或B类状态下工作，在起振过程中，由于Rs在电路中的负反馈作用，使功率放大器由A或B类过渡到C类工作如图4。这种设置既便于起振又提高了功率管的效率。C1、C2、L是构成三点式振荡器的电抗元件，其中C2 在反馈电路中给MOSFET栅极提供正反馈电压。R1、R2、Rs 为自偏置分压电阻。Cg为隔直流电容， D1、D2 为10V的稳压二极管，防止晶体管被击穿。RFC是高频扼流圈（看作直流通路，高频断路），防止射频信号接地。

电路设计的目标是一个MOSFET的振荡器电路，实现输出功率为100W，振荡频率为13.56MHz，其中品质因数Q=5，电源电压VCC=100V ，且效率要高、频率稳定度要好。

图1振荡器主体电路图

图2交流等效图

图3自偏置效应

三、偏置电路元件的计算

从ARF461的元器件参数表可以查出晶体管的开启电压UGS（th）=3～5V ，为了保证振荡器能够正常起振，开始起振时的UG要稍微大于UGS（th），设UG=5.2V则

所以，

R2=18.23R1 2

为了减小功耗，设R2的功耗P2 =1W，则

即R2>8.987KΩ。

若取R2=100KΩ，则R1=5.48KΩ，起振后，为了使放大器工作在C类工作状态下，我们可以取θ=70°， 这时的漏极电流ID 通常可以分解为直流分量、基波分量和各次谐波分量，

即

ID=ID0+ID1cosωt+ID2cos2ωt+ …IDncosnωt+… 4

其中ID1=IDmaxα1（θ） ， ID1是负载RO 中的电流，也是经过选频网络后的电流最大值即。

由于我们设置的θ=70°，α（θ）=0.436，所以

从图5中可看出IDmax= 4.6A时所对应的栅源电压最大值 VGSmax=5.2V，将图5折线化如图6所示：

图5电压VGS 与漏极ID 电流的关系曲线 图6 ID 与VGS 的折线化图形

根据图6可得VGS （th）=4V，

若反馈信号为Uf=Ufmaxcosωt，则有

Ufmaxcos70°+VGS=VGS（th） 7

又有 VGSmax=Ufmax+VGS 8

将 VGSmax=5.2V和VGS（th）=4V分别代入7、8式得

Ufmax=1.8V 9

VGS=3.4V 10

要实现设计目标 放大器的静态工作点VGSQ=3.4V ，而开启电压VGS（th）=4V ，所以该电路应在C类工作。

由UG=5.2V ，和9、10得

US=1.8V 11

又由IS=ID=2A

所以RS==0.9Ω

四、选频和反馈电路元件的计算

我们设计要求的最大直流电压UDC=100V ，最大输出功率PO=100W ，若效率最高，振荡器输出电压需在临界状态，即UO=UDC=100V ，由放大器输出功率PO=得

又由Q= 得

由C2构成的正反馈振荡电路中，它的反馈系数F一般可在 到 之间选取，本设计中取 F=

又由

所以

C1=1.4375nF 15

C2=5.75nF 16

振荡电路篇2

由于地学仪器设计的需要，本文利用一款具有多种波形输出的精密振荡集成电路芯片ICL8038，来设计一种高精度振荡发生电路，提供一种频率，幅度都非常稳定的振荡源。

关键词：

振荡发生电路；正弦波；模拟振荡；地学仪器

在众多的地学仪器中，大部分都需要一个振荡器产生一个基频信号。振荡信号的发生的核心问题是信号的控制问题，包括信号频率、信号种类以及信号幅度，缺一不可，另外也必须考虑振荡信号在各种工作环境下的稳定性。

1常用的振荡信号产生方案

1.1直接频率合成法直接频率合成法是一种传统的方法，需要采用大量的倍频、分频、混频和滤波，从单一或几个参数频率中产生所需的频率，直接频率合成法的电路体积庞大、成本高、结构复杂，目前已经很少使用。

1.2单片机输出法单片机输出法是通过单片机内部晶振的振荡频率进行分频等一些列的运算得到需要的频率，利用对单片机的控制，产生固定频率的振荡波形，这种方法简单方便，但是如果用于没有单片机的电路中就不合适。

1.3锁相环式频率合成法锁相环式频率合成法属于间接频率合成技术，该法采用锁相环电路(phase-lockedloop)，通常由环路滤波器（LF）、鉴相器（PD）和压控振荡器（VCO）三部分组成通常情况下，程序分频器都集成在鉴相器芯片中，利用锁相环电路就可以实现外部的输入信号与内部的振荡信号同步，当锁相环电路中输出信号的频率等于参考信号的频率时，输出电压与参考信号的电压保持一定的相位差，也就是说输出电压与参考电压的相位被锁住。锁相环法通过对程序分频器M的参数的调节能够很方便的选择所需要频率信号，也可以通过环路滤波器LF滤除杂散信号，保证了输出振荡信号的精度与纯度，而且还可以采用锁相环芯片进行设计，但是锁相环得缺点就是频率转换时间较长，而且正弦波的幅度以及频率都很难控制。

2振荡发生电路设计

ICL8038是一款具有多种波形输出的精密振荡集成电路芯片，连接少量外部元件就可产生高精度、低失真的正弦波，三角波，锯齿波和方波等常用波形，输出波形的频率和占空比还可以由电流或电阻控制；另外由于该芯片具有调频信号输入端,所以可以用来对低频信号进行频率调制，且频率调制和扫描可由一个外接电压来完成。另外，该芯片采用先进的单片集成技术制造，内部采用的是肖特基势垒二极管薄膜电阻，因此输出信号在很大的温度范围和电源变化范围内能稳定输出，良好的温度和电源稳定性刚好满足本次设计环境的要求，并且正弦波输出信号的失真率可低到1%，三角波输出信号的线性失真可低至0.1%，温漂低于250ppm/℃(每度250百万分之一)。

根据ICL8038几种基本接法，当其用作固定频率参考正弦波振荡器时，电路原理图如图1所示。即振荡输出连接一个运放LF353，其运放的作用是用来减小ICL8038相对较高的输出阻抗，同时提供了一个缓冲作用，另外，还可以对正弦波幅度根据需要调节。该电路可用于电子技术及通讯工程中需要正弦波的场合中。首先，直接将7脚与8脚短接，可使芯片输出正弦波频率为R1，R2以及电容C决定的最高频率；12脚是输出正弦波失真度调节端，可在12脚与11脚之间接82kΩ的电阻，使输出正弦波的失真度小于1%。连接于4脚的电阻R1决定着输出信号正弦波上升段的宽度t1，而接于5脚的电阻R2决定着输出信号正弦波下降段的宽度t2。

需要得到的正弦波周期T为1/50000s，对于任一给定的输出频率，可以有很多种满足这一频率要求的RC组合。但是式中R，C的取值不是能够随便选择，因为要受到电路中充放电电流的限制，一方面，如果放电过程中电流过小，电路的漏电流在高温下将产生很大的误差，所以充放电电流必须大于等于1μA；另一方面，如果充放电得电流过大，三级管的饱和电压和β值将随着电流的增加而增加，从而带来的误差，因此充放电电流必须小于等于5mA，所以电路中充放电电流应该在10μA到1mA的范围内。另外，保证I1和I2在10μA～1mA范围内的同时，I1和I2的取值应尽量大一些，这样就可以使R1和R2的值小一些，那么相应的电容C就可以取大一些，因为从三角波的线性方面考虑，电容C的值越大相应的线性度也就越好，因此电容C应该取允许值的上限。根据以上要求，选取C=4.7nf，R=R1=R2=1.27kΩ，选用了两个2kΩ的滑动变阻器，通过滑动位置来调整R1和R2的数值。采用开关电压提供±15V工作电压使电路工作，将电路输出结果在示波器中显示，正弦波的波形如图2所示，从图中可以看出，输出电压频率为50KHz，频率，幅度都达到要求，且精度高，输出稳定。

参考文献

[1]朱志平.压控振荡器中振荡电路的设计[J].渭南师范学院学报：综合版,2011(10):71-74.

振荡电路篇3

白光LED驱动器的主要构件是一个振荡器、一个电荷泵和一个稳流电流源。美国国家半导体公司 (national.com)生产一种在高度集成的LM2791/2型 IC内包含以上三种构件的器件。白光LED驱动器通常与手机基带控制器或微控制器串联使用。你可以方便地采用LM2791/2来提供一个时钟源。你只要考虑到在快速充放电电容器（C1）两个引脚上有一个伪方波，就可以实现一个简单而有用的电路。你可以从这两引脚上获得这一伪方波，并净化之。

图1，白光LED驱动器可以兼做微控制器的时钟源。

为了完成这个任务，你可将这一伪方波信号通过一只330Ω电阻器R1注入一个简单的倒相器门，如一个DM7404型十六进制倒相器（图1）。净信号是一个纯净的2MHz时钟源。示波器图形示出了伪方波以及倒相器输出端的净化方波（图2）。你可以将这个信号用做基带控制器或微控制器的简单时钟源，以便执行诸如小键盘解码或电池识别检测等简单任务。

图2，逻辑倒相器净化来自快速充放电电容器的伪方波（上部）；净化方波（底部）是微控制器的稳定时钟源。

振荡电路篇4

关键词：晶体振荡器；相位噪声；交叉耦合；RC高通滤波

中图分类号：TN432 文献标志码：A

A Low Noise Cross-coupled Integrated Quartz Crystal Oscillator

XIE Haiqing1， ZENG Chengwei1， ZENG Jianping2， TANG Junlong1，

JIA Xinliang1， PENG Yongda1， WANG Chao1

（1. School of Physics & Electronic Science， Changsha University of Science & Technology， Changsha 410114，China；

2. College of Physics and Microelectronics Science， Hunan University， Changsha 410082，China）

Abstract：By improving the circuit structure and adopting the CMOS cross-coupled structure to provide negative resistance， a 20 MHz integrated quartz crystal oscillator was proposed. In this oscillator， the common-mode feedback was adopted to achieve stable DC output， and the RC high filter circuit and the pre-rejection circuit were designed to reduce the phase noise. With NUVOTON 0.35 μm CMOS process， the circuit was designed and simulated by the Spectre in Cadence. Under the supply voltage of 3.3 V and the bias current of 400 μA， the results indicated that start-up time of the oscillator was about 1.5 ms， the peak value of the output waveform was 1.08 V， the DC output was about 801.6 mV， the frequency of output was 20 MHz， and the phase noise reaches -155 dBc/Hz@1 kHz and -164 dBc/Hz@10 kHz， respectively.

Key words：crystal oscillator； phase noise； cross-coupled； RC high pass filter

在全球定位系统、通信、导航、时间与频率计量等领域，晶体振荡器作为系统的基准参考频率源，一直是一个不可缺少的器件.随着信息技术的快速发展，对基准频率源的精确度、稳定度提出了越来越高的要求.相位噪声作为信号源的重要参数指标之一，对通信设备的性能有着重要意义[1].目前，石英晶体振荡器主要由分立元器件组成.常见的三点式石英晶体振荡器主要有以下3种：皮尔斯（Pierce）振荡器，科尔皮兹（Colpitts）振荡器和克拉普（Clapp）振荡器[2-4].杨骁等人[5]对三点式振荡器的起振条件和相位噪声进行了详细分析，提出了一种带增益控制环路的振荡电路，降低了起振时间，并提高振荡器的相位噪声性能.在晶体振荡电路中，振荡器的相位噪声是振荡器性能的关键参数.唐路等人[6]提出了一种PMOS差分结构降低相位噪声.Siwiec[7]提出了一N双反馈回路结构降低相位噪声.Wang等人[8-9]利用噪声模型指导低噪声振荡电路的设计.三点式振荡器虽然在结构、可靠性和噪声性能等方面具有优势，但是只能输出单端信号.差分电路结构在调节线性度、共模噪声抑制、环境噪声抑制以及电源噪声抑制等方面都有明显优势，在压控振荡器中应用广泛.本文基于差分对称输出的交叉耦合结构，并增加共模反馈模块和RC滤波模块，设计一种低相位噪声交叉耦合结构的集成石英晶体振荡器.

1 传统石英晶体振荡器电路分析

晶体谐振等效模型及传统的三点式电路如图1所示.图1（a）为石英晶体的等效模型，其中，Lq为寄生电感，其值大小表征石英晶体的振动质量；Rq为寄生电阻，其值大小表征石英晶体振动时的能量损耗；Cq为寄生电容，其值大小表征石英晶体谐振器的机械弹性；C0为静态电容.本文采用基频为20 MHz的石英晶体，其等效模型各参数为Lq=6.3 mH，Rq=50 Ω，Cq=10 fF，C0=5 pF.其品质因数Q为：

Q=1RqLqCq≈20 000 （1）

根据巴克豪森准则，一个振荡电路的阻抗之和必须小于等于0，才能起振.因此，在图1（b）所示的石英晶体振荡器振荡中，除晶体之外的等效负阻阻值必须等于晶体的串联电阻Rs.

在图1（b）中，Zs 表示晶体的串联支路的阻抗，Zc为其余电路阻抗之和，满足振荡的临界状态为：

2 低噪声交叉耦合结构振荡电路

本文设计的交叉耦合结构的石英晶体振荡器及其等效电路如图2所示.其主要由预抑制电路、CMOS交叉耦合电路、RC滤波电路、偏置电路和谐振网络等5部分组成.

由图2（a）可知，偏置电压经过预抑制电路后通过电流镜给交叉耦合振荡电路提供一个稳定的偏置电流Ib.石英晶体在稳定振荡时工作在感性区间，因此，本文将石英晶体等效为一个电感来代替传统的CMOS交叉耦合VCO结构中的电感.同时在保证电路对称的情况下，改进电路结构，只需接一个石英晶体.如图2（a）所示，输出端OSC1和OSC2分别接石英晶体的两端.在PMOS对和NMOS对的栅极与输出端之间加入RC滤波电路.石英晶体两端各接一个负载电容CL，而R1和R2给振荡电路提供静态工作点.尾电流源给振荡电路提供偏置电流，同时考虑到电流源也会给振荡电路带来噪声，以噪声系数相对较小的PMOS电流镜作为尾电流源，能有效隔离电源噪声，并提供稳定的基准电流.

2.1 CMOS交叉耦合结构

本文采用CMOS交叉耦合结构产生负阻补偿振荡电路振荡时的能量消耗，其工作在饱和区时的阻值为：

R=-2/geff （5）

式中：geff为交叉耦合振荡器的等效跨导.对于单个的交叉耦合对：

geff=gmn=gmp （6）

对于CMOS交叉耦合对：

geff=gmn+gmp （7）

由式（6）和式（7）可知，相对于单个的耦合对，CMOS交叉耦合对能提供更大的负阻，所需要的电流更小，因此降低了功耗.

R1和R2为电路提供静态工作点，静态工作电压为：

V=VDS1=Vth+Ib/μnCoxWLM1（8）

在振荡器工作时，NMOS对管M3，M4和PMOS对管M1，M2都是一个开启，另一个关断，全部偏置电流只流过其中一个MOS管，大小为Ib.从而，可计算出该电路的输出电压峰峰值VF为：

VF=IbZab （9）

式中：Zab为谐振网路的等效阻抗.若用Zxtal表示晶体等效阻抗，则Zab为：

Zab=1jωC1+R1R31jωC5+R5×2Zxtal （10）

2.2 RC滤波电路

振荡电路中的低频噪声可采用滤波电路来滤除掉.如图2（a）所示，在每个耦合管的栅极都加入一个RC高通滤波电路.在低频时，C1，R3和C2，R4分别引入90°相移，因此，对PMOS交叉耦合对引入90°相移.同理，C3，R5和C4，R6对NMOS交叉耦合对也引入90°相移.电路在低频时变成了负反馈，能很好地滤除低频噪声，而在工作频率（20 MHz）时，电路仍为正反馈，能正常工作.另外，加入RC滤波电路后，该振荡电路的交叉耦合管的等效跨导变为：

|g′eff|=11+1jRCωcgeff=II-jωrωcgeff=

1I+ωrωcgeff（11）

式中：ωr为RC滤波器的截止频率；ωc为振荡频率.

由式（11）可知，在加入滤波电路后，该电路的等

效跨导与截止频率成反比，因此高的截止频率虽能很好地滤除低于振荡频率的噪声，但会使振荡电路难以起振.经仿真折衷，取截止频率为10 MHz，R3= R4 =R5 =R6=5 kΩ，C1=C2=C3=C4=3 pF.

2.3 谐振网络

石英晶体的高Q值是保证晶体振荡器低相位噪声的根本条件.当谐振器接入振荡电路后，会引入附加损耗，使谐振器的有载Q值降低.图2（a）所示的振荡电路可等效为石英晶体带RC负载的谐振网络，如图2（b）所示.其中，输出阻抗Rp=2Rin（Rin为OSC1的等效输入电阻），Cp=CL/2（CL为负载电容）.将Rp和C0+Cp由并联改为串联后，等效电阻和等效电容分别为：

Rs=Rp1+ω2c（Co+Cp）2R2p（12）

Cs=1+ω2c（Co+Cp）2R2pω2c（Co+Cp）2R2p（13）

则有载品质因数Qe为：

Qe=ωcLq/（Rs+Rq） （14）

将式（12）代入式（14），可得有载Q值与负阻的关系为：

Qe=ωcLq+Lqω3c（Co+Cp）2R2pRp+Rq+Rqω2c（Co+Cp）2R2p

（15）

根据式（15）可知，电路的有载Qe值随输出阻抗增大而增大，因此可通过增大电路的输出阻抗Rp来提高Qe值.而CMOS交叉耦合结构的输出阻抗为：

Rp=ronrop1gmn+gmn（16）

由式（16），可以得出：

Rp∝1（W/L） （17）

由公式（15）和（17）可知，电路有载Qe值随MOS管的宽长比的增大而减小.但MOS管的宽长比减小会导致其跨导减小，不仅使提供的负阻较小，而且使电路难以起振.根据计算和仿真，本文取NMOS管的宽长比为（W/L）n=140/3，PMOS管的宽长比为（W/L）p=320/1.5.

通过式（12）也可看出，增加石英晶体的负载电容也可以增加电路的有载Q值，但负载电容过大会导致电路频率的偏移和难以起振，经仿真折衷，我们取负载电容值CL=30 pF.

2.4 预抑制电路

为了更一步降低电源噪声，抑制电源纹波，我们增加了预抑制电路.如图2（a）所示，A抑制电路由PMOS管M9，M10，M14，M15；NMOS管M11，M12，M13；电容C7和电阻R7组成.

在A抑制电路中，M10可以将VGS10钳位在阈值电压附近，M11，M12，M13，M14，M15，M9和M10构成反馈调节电路.当Vbias增大时，M9的过驱动电压由于反馈而减小，该反馈环路的直流开环增益很大，从而将偏置电压Vbias钳位到一个恒定的值，使得Vbias随电源电压变化非常小.C7和R7构成密勒补偿电路稳定该反馈环路，通过设置合适的元件参数可以极大地抑制尾电流源的噪声.

3 版图设计与仿真分析

基于 NUVOTON 0.35 μm CMOS工艺版图设计规则，设计版图如图3所示，版图面积为200 μm×120 μm.

电路图采用Cadence 软件中的Spectre模块完成仿真.版图在完成寄生参数的提取后采用Hspice完成后仿真，在电源电压3.3 V时，输出电压波形分别如图4和图5所示.图4所示该石英晶体振荡器的起振时间约为1.5 ms.图5（a）所示振荡器电路仿真的输出波形峰峰值约为1.08 V，输出直流电平约为801.6 mV，输出频率为19.95 MHz；图5（b）所示振荡器版图后仿真的输出波形峰峰值约为1.02 V，输出直流电平约为786 mV，输出频率为20.01 MHz，两者吻合很好.

该石英晶体振荡器相位噪声如图6所示.由图6可知，本文设计的低噪声交叉耦合结构晶体振荡器相位噪声分别可以达到-155 dBc/Hz@1 kHz，-164 dBc/Hz@10 kHz.

表1给出了本文设计的石英晶体振荡器的相位噪声与其他文献的对比.从表1中可以看出，该石英晶体振荡器由于采用CMOS交叉耦合结构，以及增加了RC滤波电路和预抑制电路，使该振荡器的相位噪声良好，尤其在低频处相位噪声有较大的改善.

4 结 论

本文基于NUVOTON 0.35 μm CMOS工艺，采用共模反馈和RC高通滤波模块，提高输出直流电平的稳定性和输出波形的对称性，并增加预抑制电路降低相位噪声，实现了一种具有差分输出的低相位噪声CMOS交叉耦合石英晶体振荡器.在电源电压为3.3 V，偏置电流为400 μA时，该振荡器的起振时间约为1.5 ms，输出19.95 MHz的稳定频率信号，两路输出信号波形具有良好的对称性，峰峰值约为1.08 V，输出直流电平约为801.6 mV.相位噪声分别可以达到-155 dBc/Hz@1 kHz，-164 dBc/Hz@10 kHz.

参考文献

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LIU Lihui， ZENG Jianping， ZHANG Zi. Development of 100 MHz low noise constant temperature quartz crystal oscillator [J]. Journal of Hunan University： Natural Sciences， 2009， 36 （4）：53-56. （In Chinese）

[2] IGUCHI S，FUKETA H，SAKURAI T， et al. Variation-tolerant quick-start-Up CMOS crystal oscillator with chirp injection and negative resistance booster[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits，2016，51（2）：496-508.

[3] 武振宇，马成炎，叶甜春.一种低功耗快速起振晶体振荡器[ J].微电子学，2010，40（1）：45-49.

WU Zhenyu， MA Chengyan， YE Tianchun. A low power consumption fast oscillating crystal oscillator[J]. Microelectronics，2010，40（1）：45-49. （In Chinese）

[4] ZHAO Wei， LU Lei， TANG Zhangwen. A low-phase noise digitally controlled crystal oscillator for DVB TV tuners[J]. Journal of Semiconductor，2010，31（7）：1-6.

[5] 杨骁，齐骋，王亮，等.一种低相位噪声CMOS晶体振荡器的设计[J].微电子学，2012，42（5）：642-645.

YANG Xiao， QI Cheng， WANG Liang， et al. Design of a low phase noise CMOS crystal oscillator[J]. Microelectronics，2012，42（5）：642-645.（In Chinese）

[6] 唐路，王志功，曾贤文，等.一种用于射频调谐器的低相位噪声低功耗晶体振荡器[J].东南大学学报：英文版，2012，28（1）：21-24.

TANG Lu， WANG Zhigong， ZENG Xianwen， et al. A low-phase-noise and lower-power crystal oscillator for RF tuner[J]. Journal of Southeast University：English Edition，2012， 28（1）：21-24.

[7] SIWIEC K. Crystal oscillator with dual amplitude stabilization feedback loop[C]//Proceedings of the 19th International Conference Mixed Design of Integrated Circuits and Systems （MIXDES）.Warsaw， Poland： Institute of Electrical and Electronics Engineers， Inc，2012：231- 234.

振荡电路篇5

关键词：高压电源模块 直流变换器稳压 自激推挽振荡 串联调整

1 概述

在PMT用电源模块领域中，电源模块的输出电压较高，但输出电流很小，总的输出功率不大。但PMT对输出高压的稳定性及纹波噪声的要求很高，尤其是测量微弱光信号时，再加上串联调整控制方式设计简单，而且在低功率场合比开关电源的成本要低，所以在PMT应用领域，串联调整的控制方式相对开关电源来说有很大的优势。但串联调整方式下，调整管的功耗较大，电源模块效率仅有35%，且输出功率较大时调整管需要散热，这导致电源模块体积不能做小。

针对以上问题，我们在串联调整的基础上进行了改进，通过改变调整管与自激推挽变换器的连接方式，来达到降低功耗，提高效率的目的。改进后的电路，调整管的功耗有了很大的降低，效率可达70%左右。

2 原理介绍

图1是串联调整稳压方式下，实现高压模块的原理框图。

原理为：输入端输入直流低压，经调整管输入到振荡电路，逆变升压，然后通过整流电路形成直流高压。在高压输出端，通过采样电阻将输出信号的变化量，反馈到运算放大器，运算放大器将反馈信号与基准电压比较、放大后去控制调整管，以达到稳压的目的。此图中没有给出调整管与振荡电路的具体连接方法，根据调整管与振荡电路的连接方式不同，可分为电源电压调整和振荡调整两种。

2.1 电源电压调整型

电源电压调整型原理见图2，由图中可见，调整管与振荡电路串联，且调整管充当振荡电路的供电电源，所以输出的功率全部由调整管提供，这里调整管起主要的功率放大作用，而振荡电路中两三极管工作在开关状态，起能量的转换作用，所以此种连接方式下，调整管功耗很大，电源模块整体效率不高。

2.2 振荡调整型

振荡调整型原理见图3，由图中可见，调整管发射极通过电阻连接到振荡三极管的基极，调整管与振荡电路的供电，直接由低压电源来提供，调整管只供给振荡三极管基极所需的电流，对振荡电路起控制作用，而两个振荡三极管工作在放大状态，起放大作用。因此调整管功耗大大降低，整体效率得到了提高。

3 两种连接方式下振荡波形比较

3.1 电源电压调整型振荡波形

电源电压调整型振荡波形见图4，因为两振荡三极管工作在开关状态，所以两管轮流交替导通，振荡幅度取决于输入电压，输出功率与调整管基极电流和放大能力有关。

3.2 振荡调整型振荡波形

振荡调整型振荡波形见图5，从波形上来看，两振荡三极管工作在放大状态，两管交替工作，输出电压幅度和功率与两振荡三极管的放大能力有关。

4 实测数据对比

采用两种控制方式分别做成电源模块，其参数对比如下，见表1。

由表1可见，当输出功率一定时，采用振荡调整型电路的效率比采用电源电压调整型电路的效率，至少高出一倍。

5 结论

从上面的分析可以看出两种电路的实质为，电源电压调整型实际上是调整管进行功率放大，属单管功率放大，所以其效率较低；而改进的振荡调整型电路为两振荡三极管进行功率放大，属双管推挽功率放大，所以其效率比单管高了一倍。

参考文献：

[1]清华大学工程物理系，射线仪器电子学，原子能出版社.

振荡电路篇6

关键词：恒流源；振荡器；温度补偿；高精度

Design of a on-chip CMOS Oscillator with High Precision

CHEN Wei，SHI Long-zhao

（Fuzhou University DTV Engineering Center of Fuzhou university,Fuzhou,350002,China）

Abstract: A kind of on-chip oscillator with simple structure and is easy to integrate was designed usingconstant current source charge-discharge and temperature compensation technologies .The key element of the circuit is a temperature independent bandgap current source generated from the superposition of PTA-T and NTAT currents .A capacitance was charged and discharged accurately by the current source whil-e the difference between the High threshold and Low threshold of comparator was designed to be NTA-T to compensate the PTAT of capacitance in order to weaken the impact of temperature to the period of oscillation, generating precious rectangle wave oscillation with duty ratio adjustable. This design is i-mplemented in HHNEC 0.35μm process. Spectre simulation shows up that in standard situation this mod-ule offers A 6.321MHz clock signal, and it’s temperature coefficient is only 42ppm/℃ from -20℃ to 100℃.

Key Words: constant-current source;oscillator;temperature compensation;high precision

1 引言

数字电视技术的发展对于数字电视机顶盒的准确定时功能提出了很高的要求，为了不显著增加成本，将片上振荡器作为定时器的时钟源不失为一种很好的方案，但传统的RC振荡器振荡频率受温度、工艺、电源等因素影响较大，难以适应复杂环境应用的需求，因而需要对传统振荡器进行温度、工艺等补偿[1]。本文提出了一种新颖的温度补偿方法，并设计了一款恒流源充放电式片内振荡器，振荡器的核心为利用温度补偿原理设计的一款高精度带隙基准电流源，并设计了一种新型的恒流源充放电电路产生矩形波振荡器，产生高稳定的时钟信号。

2 整体电路的结构与误差分析

本文所设计的振荡器是弛豫振荡器的一种，弛豫振荡器是利用各种具有双稳态的开关元件，如PMOS和NMOS开关管、比较器、触发器等控制电流支路的开与关，轮流对时钟电容进行充放电。节点电容上电压的上升和下降会导致后续门电路状态的周期性改变，形成振荡输出[2]。文献[3]、[4]分别提出了一种弛豫振荡器的实现方法，并在理想条件下得到了良好的结果，但都没有考虑温度对振荡精度的影响，实际电路中会产生很大误差；文献[5]未充分考虑电容的温度系数对于振荡频率的影响。本文通过对影响振荡频率的各种因素的分析，提出了一种新颖的温度补偿方法，并设计了一种新型恒流源充放电电路，电路结构精简，芯片面积小。

电路的原理图如图1所示，其工作原理是：逻辑电路控制开关电路的打开与闭合以及比较器高低阈值的切换，开关1截止、开关2开启时，比较器正向输入端接入阈值高电平VTH ；电流源对电容充电直到大于VTH时，比较器输出翻转，使得开关1开启、开关2截止，逻辑电路控制比较器的同相输入端接入低电平阈值VTL，电容通过电流源对地放电，直到电容电压小于VTL，比较器输出再次翻转。如此重复以上过程输出端形成矩形波输出。

设充电电流大小为I1放电电流为大小I2，根据电路原理通过电容的电流大小为：

I=C （1）

移项，两边积分有：

dv=Idt （2）

易解得振荡器的振荡周期为：

T =T+T= （3）

其中T1、T2分别为电容充电和放电的周期。当I1=I2，T1=T2时输出占空比为50%的方波，其振荡周期为：

T = （4）

式（4）中C1、I1、VTH 、VTL都是温度的函数，它们相互关联，情况比较复杂，为了便于仿真与实现，将I1与C1、VTH 、VTL分开考虑，I1由带隙基准源产生，并设计成与温度系数无关。集成电容C1对温度敏感，且只有正温度系数的电容，自身无法做温度补偿；ΔV=VTH -VTL也是温度的函数，且温度系数可控。假设温度τ1时，振荡周期为:

T '= （5）

温度τ2（τ2>τ1）时，振荡周期为:

T "= （6）

令T '=T "，则有：

= （7）

从上式可以看出当I1等于I1'时，电容C为正温度系数，ΔC为正值，为了使上式左右两边相等，ΔV必须大于ΔV '，即为了削弱电容的温度系数对振荡周期的影响，可以使ΔV 呈负温度系数变化，与电容的正温度系数互补。另外比较器和逻辑控制电路的传输延时对于振荡频率的稳定性也会产生影响，但相较于其他因素影响较小，为了便于分析本文不予考虑。本文的比较器采用了文献[6]介绍的高速比较器结构。

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3 电路的具体实现

3.1 高精度基准源电流源电路

本文所设计的带隙基准电流源电路如图2所示：采用自偏置结构，ibias0和ibias1分别为基准源的运放和比较器提供偏置电流；由于运放虚短的作用，运放两输入端的电压值近似相等，且等于二极管方式连接的三极管Q1的基极―发射极电压VBE，VBE与温度成反比，因此流过电阻R1和R2的电流为负温度系数电流[7]；又由于运放的箝位作用，电阻R0上的压降等于两个三极管VBE之差，即：

V=IR 0=V 1n（n） （8）

n为Q0与Q1的发射结面积之比，其中 VT =kT/q为热电压，与温度成正比，因此流过Q1与Q0的电流为正温度系数（PTAT）电流。流过PM0与PM1的电流相等且为这两路电流的叠加，大小为：

I=I=+ （9）

调整R0与R1阻值大小比例可以调整基准电流的温度系数。为了获得最佳的零温度系数，可利用Cadence软件的Parameter Analysis（参数扫描）功能，改变R0和R1的比值对基准源的ppm值进行扫描[8]以获得R0、R1的最佳匹配值。集成电阻本身具有温度系数且存在制造误差，图2中的电阻采用高精度的RPOLYS电阻，并设计成指状交叉排列网络[9]，这种结构能减小制造工艺带来的阻值的误差，又能够提供很好的的匹配性。电流镜PM5镜像电流Iref1在电阻上产生压降作为比较器的比较基准电压输出。为抑制沟道长度调制效应的影响，电流镜管PM0~PM5的栅长L应取较大值[10]。PM6~PM8、NM2构成启动电路,当基准源电路中电流为零时,PM8导通，电源通过PM6和PM8节点充电，节点电位迅速抬高，正常工作情况下PM8的栅源电压 VGS

3.2 新型恒流源充放电电路

设计的恒流源充放电电路如图3所示，该电路的偏置电流Iref与偏置电压Vbias由带隙基准电路提供，通过电流镜管MN1、MN2、MP0的镜像，在逻辑控制电路的控制下给电容C1充放电。调整MP0与MN2的宽长比，可以分别调整充、放电电流的大小，以改变电流的充电和放电时间，从而调整输出振荡波形的占空比以及振荡周期。MP1、MN0、MN3为可控开关。系统上电时，假设电容C1上的电压为0，比较器输出高电平，MN3截止，比较器正向输入端接入的电压为：

V=I（R 0+R 2） （10）

此时CLK信号为低电平，在CLK的作用下MP1打开MN0闭合，系统通过MP0对电容充电至大于VTH时，比较器输出翻转，MN3打开，比较器正相输入端接入比较阈值低电平

V≈I｛（R 1//R 2）+R 2} （11）

此时CLK为高电平，MN0导通，MP1截止，电容通过MN2对地放电至VTL，比较器输出发生翻转，之后重复以上过程。经过以上充放电过程输出端可形成稳定的矩形波脉冲，由式（4）可得该电路的振荡周期为:

T = （12）

上式中I（R-R//R）为ΔV ，如上文所述，为了抑制集成电容的温度系数对于振荡频率稳定性的影响，须构造一种结构令ΔV 呈负温度系数变化：I为零温度系数，如R0采用负温度系数电阻，而R1、R2用正、负温度系数电阻互相补偿构造的近似零温度系数电阻，则ΔV将呈负温度系数变化。可以使用Spectre软件对R0、R1、R2与C1进行参数扫描。

4 仿真结果

本文采用HHNEC 0.35μm CZ6H工艺进行设计，使用Cadence Spectre软件进行了仿真。表1为振荡器的振荡频率随温度变化的仿真曲线，其中曲线1为未对电容的温度系数进行温度补偿时，振荡频率随温度的变化曲线，可以看出电容的正温度系数驱使振荡周期随温度变化升高，温度系数为440ppm/℃；曲线2为将ΔV=VTH -VTL调整为负温度系数时振荡频率随温度变化曲线，可以看出这一补偿方法大大提高了振荡频率的稳定性，温度系数仅为42ppm/℃，对比文献[5]、[11]可以看出，由于采用对电容的温度系数进行了补偿，在相似的电路结构下，振荡频率对于温度的敏感性进一步降低。但振荡精度仍然受温度的影响，这是因为由基准源产生的基准电流并非真正的与温度无关，且比较器和控制逻辑电路存在传输延时，而延时时间又是温度的函数。经仿真得到本设计在标准情况（27℃、标准工艺角）下振荡频率为6.321MHz。

表1为不同工艺角给振荡频率带来的变化。从以上仿真结果不难看出，本文设计的片内振荡器有着良好的温度特性并且能很好的抑制工艺角带来的误差。

5 后端版图设计

版图设计决定了电路的真实性能。本文所设计的电路对于电阻、电容以及三级管的匹配性有着很高的要求；在流片过程中，寄生参数和制造误差是不可避免，为了减小误差，本文采用了如下版图设计方法：需要匹配的器件彼此靠近，方向保持一致；采用根器件法与指状交叉器件方法[12]增强电阻匹配性；双极性晶体管的共心排布对减小在集成电路中存在的热或工艺的线性梯度影响非常有效；真实器件的四周布局了dummy电阻，这样可以防止生产过程中的过度刻蚀所带来的误差；图2中运算放大器采用输入对管的四方交叉布局，能有效抑制输入失调电压Vos对于带隙基准源输出的影响等。本文所设计振荡器的电路总体版图如图5所示，总面积仅为为220μm×150μm。

6 结语

本文提供了一种基于HHNEC 0.35μm CZ6H工艺设计高稳定且结构简单、易于集成的片内振荡器的设计方法，可以很方便地通过改变电容、电流的大小来改变振荡的频率，适应于不同环境温度下的应用；对于有高精度要求的应用场合，还可以通过数字校准技术对振荡频率进行校准，由于文章篇幅限制，数字校准技术将在其它文章中介绍。本文仿真设计了一款振荡频率为6.321MHz的高稳定振荡器，在-20~100℃的温度区间内能够稳定的工作，其温度系数仅为42ppm/℃，该模块可用作各种芯片的片内时钟模块，有着良好的实际应用价值。目前该振荡器已流片并成功并应用于数字电视机顶盒专用芯片FD633中。

参考文献

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[11]李波，吕坚，蒋亚东.一种高精度数字可调片上振荡器设计[J].现代电子技术.2009,10:1-4.

作者简介

振荡电路篇7

关键词:无线电遥控;西勒电路;超外差;解调

中图分类号:TN99 文献标志码:A文章编号:1009-3044(2010)10-2502-02

Analysis and Research of a Simple Radio Remote Control System

HUANG Xiao-liang, LI Shi-zhong, XU Cong-cong

(Mechanical and Electronic Engineering Institute, North University of China, Taiyuan 030051, China)

Abstract: According to the disadvantages of the bad anti-interference ability and the poor stability of the radio remote control system, this paper proposed the working principle and design method of the simple radio remote control system with high reliability. Among them, the emission part adopted the Schiller circuit of the improved three-point capacitance oscillator to generate modulation signals. The receiver part was form in accordance with super heterodyne and completed the design of the demodulation signal recovery circuit. Theory and practice shows that the design idea is novelty, the scheme is feasible. And it can achieve short remote.

Key words: radio remote control; schiller circuit; super heterodyne; demodulation

无线电遥控技术的诞生起源于无线电通讯技术,最初构想是建立无线电电报技术,真空电子管的发明使无线电技术的应用和普及很快应用于民用和军用各个领域。随着晶体管的发明和集成电路的诞生,无线电遥控技术达到了更加完善的程度,现如今无线遥控技术已渗入国民经济的各个领域,成为近年来快速发展的一大热点,它的迅速发展必然带来巨大的经济效益和社会效益。

针对无线电遥控系统抗干扰能力差、稳定性不高等缺点,本文提出了可靠性较高的简易无线电遥控系统的工作原理和设计方法,分析了发射和接收部分,从而为无线电遥控技术提供新的参考方案,具有重要的价值意义。

1 系统的工作原理

无线电遥控电路由无线电发射器与接收器两大部分组成。系统发射和接收框图如图1所示。

发射机部分,控制键通过拨键选择被控对象。采用CD40147的10-4线优先编码器,对按键进行编码。为了便于码元的传输,对码元进行再编码,据了解,MC145026和MC145027是专用于遥控电路的编解码器,因此选用该对芯片进行编解码。MC145026产生占空比随传0、传1改变的单极性码,一组编码中包含五位地址码和四位数据码,只有与MC145026地址码相同的MC145027才会有解码输出。在调制方式的选择上,因对频带宽度没有限制,为了提高抗干扰能力,载波传输采用FSK调制方式,调频采用变容二极管电路直接调频,既可获得较大的频偏,又可保证一定的频率稳定度。

接收机部分按超外差方式组成,超外差是指输入射频和本振信号产生一个固定中频信号的过程。对于发射机功放电路,鉴于传输距离短,输出功率低,兼顾效率,功放管工作状态选为甲乙类,输入端的高频放大器采用共射级谐振放大电路。对已调信号进行处理恢复基带信号,通过Motorola专用集成电路芯片,即低功耗窄带FM/IF MC3361B来实现,其片内包含:振荡器、混频器、限幅放大器、正交鉴频器。通过晶振为8MHz与输入7.5MHz的高频信号混频,输出信号通过500KHz的窄带陶瓷滤波器(FL),来产生500KHz的中频信号。由于码型在传输过程中,可能出现畸变,所以应该通过比较器LM311使信号恢复成只有高低电平的数字信号,这样,提高了接收机的抗干扰能力,并与后级数字电路匹配。驱动部分采用74LS138和4511译码直接驱动。

2 发射机中西勒振荡电路的设计

振荡器是一种不需要外加输入信号就能自激输出交变信号的装置,它能够自动地将电源提供的直流能量转换成频率和幅度为所需值的输出交变信号能量。采用LC振荡回路作为选频网络的反馈振荡器称为LC振荡器,是无线电技术领域内使用较多的振荡电路。图2为电容三点式振荡器电路。

这种电容三点式线路形式若不加改变,只适合用于固定频率振荡器,但只要在L两端并上一个可变电容器,并设C1与C2为固定电容,则在后面的FSK直接调频时,基本上不会影响反馈系数。采用LC振荡电路来产生,以变容二极管直接调频的方式产生调制信号,从而实现西勒振荡电路。图3为变容二极管直接调频的西勒振荡电路。

a) 振荡管的选择

对于小功率振荡电路而言,选择振荡管时,主要从振荡频率,频率稳定度,以及能否满足起振条件等方面来考虑,一般要求管子的ft>(3～10)fosc,β选50～120,β值太小不易起振,太大则容易产生寄生振荡。

b) 静态工作点的选择

单管LC振荡电路的幅度平衡和稳定,是靠起振后进入晶体管的非线性区来实现的。由于在饱和区晶体管的输出电阻小,并联在回路上会使回路静态工作点Q值降低,从而使振荡器的频率稳定度变差,所以一般不希望其工作在饱和区,通常使振荡管的开路静态工作点靠近截止区。

一般在考虑稳定性时,偏置电路采用分压式电流负反馈电路,其中Re为直流负反馈电阻,取值为1～4KΩ,Rb1与Rb2应满足Rb1// Rb2>(5～10)Re,同时Rb1与Rb2的比值决定静态发射极电流Ieq。

c) 谐振回路参数的选择

在西勒振荡器线路中,决定振荡频率f的振荡回路元件有:电感L、可变电容C和固定的串联电容C2、C3、C4 。为了减小管子与回路间的耦合,C4取值较小,C2、C3取值较大。即C4远小于C2、C4也远小于C3,因而回路总电容近似等于C4。振荡频率f则主要由C4、L1决定,即:。

振荡管V的输出电容Co和输入电容Ci都并接在振荡回路上,决定着振荡频率。而振荡管的Co和Ci值通常随着振荡管工作状态的变化也会有所变动,这将导致振荡频率不稳定。在西勒振荡器中Co与大电容C3并联,Ci与大电容C2并联,它们互相串联后再与小电容串联,总串联电容将由小电容C4决定,这使Co、Ci的不稳定对振荡频率的影响大为降低,从而提高了西勒振荡器的频率稳定度。

3 解调信号恢复电路的设计

经过无线传输、高频放大、解调等过程后,信号会产生畸变,为得到性能更好的数字信号,还需利用脉冲信号恢复电路将解调信号恢复成二进制码型,这样,信号才能被后面的译码电路准确解码,并且能提高系统的抗干扰能力。在此采用比较器电路实现解调信号的脉冲恢复,比较器的门限电压由鉴频器输出经RC低通滤波获得,其电压相当于信号中的直流分量电压,此方法有一定的自适应功能,在实际应用中表现出较强的抗干扰能力。用这个门限电压,使高于这个门限电压的部分恢复为高电平,低于的部分恢复为低电平。采用LM311来实现这个电压比较器的功能,其比较器电路如图4所示。

4 安装与调试

在系统电路设计中,需对其进行调试,首先测试搭建的西勒振荡电路是否振荡?不用示波器也可以进行调试,即采用二极管灯测试法,在西勒振荡电路后搭建一个放大电路,放大电路后接一个LED灯,如果LED灯闪闪烁,说明振荡电路工作正常,没有表明没有起振。振荡电路调试成功后,搭建合适的发射、接收振荡线圈(中心频带要一致),接收部分的电路还要有混频和比较电路,至使信号失真最小,再将控制部分的电路一一接好,就可以开始连调了。

电路组装完后,首先测发射机的整机电流约为15～20mA(电源采用9V时,整机电流约为15mA,采用12V,电流约为20mA)。接收机守候电流为1.5mA,使两机相距10米左右,调发射机的调频电容,可控制频率,使发射和接收的频率对上,完成信息传输。如何判断发射和接受的频率是否对上,我们可以在145027的VT端口搭建一个简单的电路,此电路由一个3.3K电阻、8050三极管、LED组成,当发射和接收的频率一致时,145027接收到145026的信号,VT端口就会置高,使三极管8050导通,从而LED灯点亮。随后再连调控制部分,直至调到理想状况。通过调试,发射与接收的测试结果如表1。

测试结果表明,所设计的无线遥控系统抗干扰能力强、稳定性好且灵敏度高,可实现短距离控制功能。

5 结论

本文采用多种芯片和集成电路实现简易无线电遥控功能,具有集成度高,稳定性好,抗干扰能力强等优点。其中在信道抗干扰方面采用了MC145026和MC145027芯片对控制信号进行再编解码及脉冲信号恢复电路,消除了外界干扰信号,使译码电路准确解码,提高了系统的抗干扰能力。

该遥控系统经过多次实验,得出了实际测试结果,完成控制功能。理论与实践表明,该设计思路新颖,方案可行,可实现短距离遥控。

参考文献:

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振荡电路篇8

【关键词】距离保护；因数；影响；克服办法

一、短路点过渡电阻对距离保护的影响

（1）过渡电阻的特点。短路点的过渡电阻Rg是指当相间短路或接地短路时，短路电流从一相流到另一相或从相导线流入地的途径中所通过的物质的电阻，这包括电弧电阻与接地电阻等。在相间短路时，过渡电阻主要由电弧电阻构成。（2）过渡电阻对距离保护的影响.阻抗继电器在有过渡电阻时，既可能在保护区内拒动，也可能在保护区外误动。结合过渡电阻的特点、过渡电阻对阻抗继电器的影响、距离保护各段的配合关系，可见距离保护Ⅰ段无动作延时，此时过渡电阻较小，因此过渡电阻对段Ⅰ影响小；距离保护Ⅱ段有动作延时，此时过渡电阻较大，因此过渡电阻对Ⅱ段影响大。（3）消除过渡电阻的措施。一是采用瞬时测定装置。所谓瞬时测定就是把距离元件的最初动作状态，通过起动元件的动作而固定下来，当电弧电阻增大时，距离元件不会因为电弧电阻的增大而返回，仍以预定的时限动作跳闸。二是采用带偏移特性的阻抗继电器。采用能容许较大的过渡电阻而不致拒动的阻抗继电器，如电抗型继电器、四边形动作特性的继电器、偏移特性阻抗继电器等。

二、电力系统振荡对距离保护的影响

图1 测量阻抗轨迹

（1）振荡对距离保护的影响。通过图1分析，测量阻抗（圆1）在δ接近于180°时进入到阻抗继电器的动作区，进入点为α，随着δ逐渐增大，测量阻抗退出阻抗继电器的动作区，退出点为b。这样就造成阻抗继电器的周期性动作与返回。测量阻抗进入阻抗继电器的动作区的时间为ta－tb（小于1s），因此对阻抗继电器来说，Ⅲ段最容易动作，但是距离变化Ⅲ段的动作时间最长（超过1s）。若动作时间为1.5s以上则距离保护Ⅲ段不受振荡影响。可能受振荡影响的是距离变化Ⅰ、Ⅱ段，需要加装振荡闭锁。（2）振荡闭锁回路。对于在系统振荡时可能误动作的保护装置，应该装设专门的振荡闭锁回路，以防止系统振荡时误动作。当系统振荡使两侧电源之间的角度摆到δ＝180°时，保护所受到的影响与在系统振荡中心处三相短路时效果是一样的，因此，就必须要求振荡闭锁回路能够有效地区分系统振荡和发生三相短路这两种不同情况。电力系统发生振荡和短路的主要区别如下：一是振荡时，电流和各点电压的幅值均作周期性变化，只在δ＝180°时才出现最严重的现象；而短路后，短路电流和各点电压的值，当不计其衰减时，是不变的。此外，振荡时电流和各电压幅值的变化速度较慢，而短路时电流是突然增大，电压也突然降低，变化速度很快。二是振荡时，任一点电流和电压之间的相位关系都随δ的变化而变化；而短路时，电流和电压之间的相位是不变的。三是振荡时，三相完全对称，电力系统中没有负序分量出现；而当短路时，总要长期（在不对称短路过程中）或瞬间（在三相短路开始时）出现负序分量。对振荡闭锁回路的要求如下：一是系统发生振荡而没故障时，应可靠地将保护闭锁。二是系统发生各种类型故障，保护不应被闭锁。三是在振荡过程中发生故障时，保护应能正确动作。四是先故障，且故障发生在保护范围之外，而后振荡，保护不能无选择性动作。

三、电压回路断线对距离保护的影响

当电压互感器二次回路断线时，距离保护将失去电压，这时阻抗元件失去电压而电流回路仍有负荷电流通过，可能造成误动作。对断线闭锁装置的主要要求是：当电压互感器发生各种可能导致保护误动作的故障时，断线闭锁装置均应动作，将保护闭锁并发出相应的信号。

四、分支电流对距离保护的影响

（1）助增电流的影响。由于助增电流的存在，使距离保护测量阻抗增大，保护区缩短，保护灵敏度降低。（2）外汲电流的影响。由于外汲电流的存在，使距离保护测量阻抗减小，保护区伸长，可能造成保护的超范围动作。（3）消除分支电流影响的措施。消除分支电流的影响主要是防止超范围动作，因此在整定距离保护Ⅱ段时按照最小分支系数整定；为了确保保护的灵敏度，校验Ⅲ段远后备的灵敏系数时按照最大分支系数校验。

振荡电路篇9

关键词：分频；计数；脉冲；振荡

方法一：CD4060、CD4027时钟信号源电路

1HZ时钟信号源实际上就是“秒”信号源。它是电子计时钟表和许多电子仪表和自动测量控制装置中十分重要的时钟信号。这种秒信号源除了某些集成电路设有专门的秒信号发生发生电路外，大多数使用通用数字集成电路来组成。例如用各类门电路，包括施密特门等，将门电路与RC元件或石英晶体组合，组成RC或石英晶体多谐振荡器，通过多级分频取得1HZ的秒时钟信号。其中最常用的秒时钟信号源是由“十四位二进制串联计数器/分频器和振荡器集成电路CD4060”组成的秒时基信号源。对于CD4060来说，它是一只十四位二进制/分频和振荡器集成电路，该电路内含一个十四位二进制计数/分频器和两个独立的反相器。十四级分频器的分频范围为：16―16384。可根据电路需要来选摘不同的分频系数，在一般电子钟表电路中都采用晶振频率为32768HZ的石英晶体，选用16384的分频系数将其分频为1HZ的输出，作为秒时基脉冲信号。其详细引脚功能如下：CD4060为16引脚扁平塑封结构，其中16脚、8脚分别为电源正、负端外，7、5、4、6、14、13、15、1、2、3分别为分频输出端Q4～Q14。其中Q1、Q2、Q3和Q11四个分频端不引出，实际上引出端为10个。12脚为复位端R。其余3个引脚9、10、11则为内部两只反相器外引脚，当用它作为RC振荡器时，9脚接振荡电容，10脚接振荡电阻，11脚接保护电阻。当用作晶体振荡器时，10、11脚之间并接石英晶体和反馈电阻。CD4060作为分频器时，它的分频系数在24～214之间，即从16～16384。当需要在此范围内分频时，可根据分频系数在Q4～Q14之间选择输出端。如果分频系数为2N时，可选择几个Q输出端进行组合。因此为电路的使用提供了很大的方便。

CD4060在组成晶体振荡器时，其震荡频率与所用晶体的故有谐振频率一致；当组成RC振荡器时，其振荡频率可接公式f=1/{2.2RC}来估算。

本电路使用CD4060组成一个石英晶体振荡器，由于采用了电子钟表通用的谐振频率为32768HZ的石英晶体，他的振荡频率为32768HZ，经过内部14级分频后，由Q14输出的脉冲为2HZ。在通过一级二分频器后便得到了标准的“秒”脉冲输出。其电路如（图一）所示。

图中，CD4060的10、11脚间外接一只谐振频率为32768HZ的石英晶体，它和内部的反相器组成一个高精度的石英晶体谐振器。由振荡器产生的32768HZ的振荡脉冲，通过内部14级分频后，又3脚输出。由CD4060的引脚功能图可得知，它的3脚为Q14，其分频系数为16384，因此经分频后输出的频率为2HZ。

由CD4060输出的2HZ脉冲信号，通过一只二分频器分频后，得到了1HZ的秒信号。

本电路使用一只双JK触发器CD4027组成的双稳态触发器，做二分频器，分频后的秒信号1脚输出。

双JK触发器内含两个独立的JK型触发器，它是由D触发器演变而成的，即在D触发器的D端增加一个控制门后形成的。该控制门将原来的D输入端分成J、K两个输入端，在原来各输入端工作状态不变的基础上，当J端为高电平时，在时钟脉冲上升沿的作用下，Q端输出高电平；当K端为高电平时，在时钟脉冲的作用下，Q端输出低电平。

本电路使用了JK触发器中的第二个触发器，将其J2（6脚）、K2（5脚）端接高电平，R2（4脚）、S2（7脚）端接低电平，时钟脉冲输入端CP2（3脚）接2HZ脉冲输出端，分频后的1HZ脉冲由Q2（1脚）端输出。

振荡电路中所接的微调电容C2为频率校准电容。用来校准因各种因素造成的振荡频率的偏差，使电路输出准确的“秒”信号。

由以上波形分析可知，当外来脉冲信号加入74LS90异步十进制计数器14脚（CP端）则可以根据（图三）的波形得到Q0（14脚）的输出。即当CD4060经过内部14级分频后，由其Q14端输出一个2HZ脉冲加在74LS90异步十进制计数器的14脚（CP端），则可以由其Q0（14脚）端输出一个1HZ的时钟脉冲。其之间的关系由（图四）所示。其中图中的74LS00是为为了防止按键抖动而设置的，其内部为四个与非门电路组成，而本图中只用了其中一个，即（1、2脚为输入，3脚为输出），R2为反馈电阻，与32768晶振配合使用。起到一个反馈作用。74LS90的3脚为R0B复位端，7脚为SOB置位端，10脚为接地端，5脚接电源。

参考文献

振荡电路篇10

【关键词】相位噪声;热敏电阻;恒温晶体振荡器

恒温控制石英晶体振荡器（简称恒温晶振）的频率温度稳定度一般在±0.5ppm ～±0.005ppm的范围。它是各领域的中高端电子设备的频率源，它的技术水平和质量水平决定了电子设备的技术质量水平。

随着科学技术的发展，恒温晶振在民用和军用各领域的中、高端电子设备中获得了广泛应用。同时各领域的中、高端电子设备对其频率源恒温晶振的电性能和可靠性的要求越来越高，功耗和体积要求越来越小，这推动了恒温晶振设计技术的发展。恒温晶振用途不同，技术要求不同，设计也不同。该晶振难点是老化小，相噪低，主要技术指标如下：电源电压：12V，标称频率：10MHz，工作温度：-40～70℃，频率-温度稳定性：±1×10-8，老化率：≤±5×10-10/day，输出幅度：≥9dBm，单边带相位噪声：≤-150dBc/Hz@1kHz≤-160dBc/Hz@10kHz。

1.电路噪声分析

随着无线电技术的飞跃发展，雷达和通讯设备越来越先进，为了准确无误，对其核心元件晶体振荡器指标提出了更高的要求，特别是相位噪声要求更严。因此，国内外的专家在这方面做了大量工作。噪声主要有闪变噪声、白噪声和随机噪声。考虑到闪变过程依赖频率fγ，此处β限制在0>γ>-4，公式（1）给出了实际振荡器的相位噪声功率谱密度的模型为：

Sφ（f）=k-3f-3+k-2f-2+k-1f-1+k0 （1）

式中系数kγ定义不同成分的噪声水平，其值决定单边带相位噪声?（f）=10log[0.5 SΦ（f）]的斜率。γ=0，-1，-2，-3，-4分别表示白噪声调相、闪变噪声调相、白噪声调频、闪变噪声调频和随机游动噪声。随机游动噪声主要与环境条件的影响有关。通常γ值如表1所示。

表1 γ值一览表

噪声类型 γN Sφ（f） 噪声系数

闪频噪声 γ-3 k-3f-3 k-3=2α（f0/2Qe）2

白频噪声 γ-2 k-2f-2 k-2=（4FNKT/PS）（f0/2Qe）

闪相噪声 γ-1 k-1f-1 k-1=2α

白相噪声 γ0 k0 k0=4FNKT/PS

根据公式（1）可画出晶体振荡器相位噪声谱线。如图1所示。

图1 晶体振荡器的相位噪声谱线

另外根据资料放大器单位带宽内的的等效输入噪声为：

En2=4KT（rbb'+Rs）+2eIB（rbb'+Rs）2+2efLIB2 （rbb'2+Rs）/f+2eIc（rbb'+Rs）2（f/fT）2 （2）

In2=2eIB+2efLIB2/f+2eIc（f/fT）2 （3）

由上面分析可看出：降低石英谐振器的电阻，提高晶体的Q值，加大晶体的激励电流，降低工作温度，能改善晶体的噪声影响。从晶体管放大器来考虑，选择fT高。β值大，rbb'小的晶体管可降低晶振的相位噪声。

2.设计方案的确定

根据对该恒温晶振主要技术指标的分析，设计采用单层恒温槽控温结构，电源电压一路直接供给功率管对恒温槽加热，另一路经多次稳压供给振荡电路、缓冲放大电路和控温电路。控温电路采用高精密直流桥式电路，使恒温槽的温度基本保持恒定，以便达到比较稳定的频率输出。设计方案的原理方框图如图2所示：

图2 原理方框图

3.设计实例

振荡电路是恒温晶振最关键的部分，它设计的好坏，直接影响到恒温晶振的频率稳定性、功耗、输出幅度、相位噪声等参数。设计的电路原理图如图3所示。

图3 电路原理图

电路的第一级一方面接成变形的共集电极皮尔斯振荡器，另一方面又接成低Q值的调谐共射放大器。所谓“变形”是指晶体管的集电极并不是真正接地，而是通过一个LC并联谐振电路接地。由于LC并联谐振电路的谐振阻抗很高，使得振荡器难于起振，故通常将一电阻与并联谐振电路并联，以降低其谐振阻抗，电阻值以确保振荡器在各种不利条件下能顺利起振为准，通常在2kΩ以下。

晶体振荡器的噪声，主要出自晶体管的内部，因此，减少晶体管的个数或采用噪声更低的晶体管，就可以进一步减小振荡器的噪声，本振荡器仅用了两个晶体管。

除了减少晶体管的个数外，还采用了一些降噪声措施。例如，振荡级放大器原电阻减小至2kΩ;电源线中增加了多级π式LC和RC去噪声滤波器;振荡级用低噪声稳压器LP2985供电等。

晶体是振荡器的心脏，它的质量好坏直接影响晶振的性能。因此我们选用了3次泛音SC切10MHz TO-8型高精密晶体谐振器，其等效电阻小于80Ω，Q值达到了1000k以上。这种晶体是采用高真空冷压焊封装，老化率特别小，Q值高，相位噪声低，短稳好。

恒温晶振的恒温系统是由恒温槽、控温电路、感温元件和其它辅助装置所组成。控温电路采用热敏电阻电桥、低漂移运算放大器和加热功率管等组成。高精密直流桥式控温电路，使恒温槽的温度基本保持恒定，使频率温度稳定性进入10-9量级。

4.测试结果

研制的恒温晶振经用户使用效果较好，完全满足整机的性能要求。其测试结果列于表2。

5.结束语

本文通过对晶振相位噪声的分析，给出了设计实例，研制出了10MHz低相噪恒温晶振，满足了工程上的应用需求，创造了一定的社会效益和经济效益。希望通过相互交流、相互学习，达到共同提高的目的。

参考文献

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