电源纹波的测试方法范文

导语：如何才能写好一篇电源纹波的测试方法，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公文云整理的十篇范文，供你借鉴。

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关键词：波纹；开关电源；晶体管

引言

在用电控制的仪器设备中，都需要稳压电源，由于价格、功率等的要求，因此设计人员更倾向于使用开关电源，而很少使用线性电源。开关电源的优势在于转换效率高，最高可以达到将近97%，另外开关电源重量轻、体积小。开关电源最大的缺点是输出的纹波和噪声电压较大，而这一性能影响到仪器设备的运行，特别是对于需要处理小信号的仪器中，电源产生的噪声可能会干扰输入的信号，使得仪器无法正确运行。如何处理好电源的噪声，有很多方法[1][2]，本文通过一个典型电源电路分析开关电源产生纹波和噪声的原因及减小纹波和噪声的措施，并详细探讨了电源各部分电路的原理功能和实现的方法。

1干扰产生分析

电信号干扰分为：噪声（nois）和纹波（ripple）两种，其表现形式为图1形式。噪声的定义是指在直流电压或电流中，叠加了振幅和频率上完全无规律的交流分量。该分量会干扰电路的分析、逻辑关系，影响其设备正常工作。纹波是指叠加在直流电压或电流上的交流信号，会降低电源的效率，严重的波纹更有可能会损坏用电设备，另外波纹还会干扰数字电路的逻辑关系，影响设备工作状态。通常的开关电源输出的直流电压中叠加了由噪声和波纹引起的交流信号。波纹主要是由于开关电源的开关动作造成的，而波动的频率跟开关的频率是一致的，大小取决于输入、输出电容的参数。作为开关的元件都有寄生的电感与电容，当元件在电流流动变化工作时，会产生电压与电流的浪涌，这些浪涌信号都会在电源产生干扰信号。浪涌电流指电源接通瞬间，流入电源设备的峰值电流。该峰值电流远远大于稳态输入电流，这种瞬时过电流称为浪涌电流，是一种瞬变干扰。噪声电压主要跟电源的拓扑结构、电路中的寄生参数、工作的电磁环境以及印制电路板的布线有关。当信号较小的时候，会产生干扰的信号。图2（a）是实验信号波形，（b）是小信号上叠加了干扰的波形。干扰可以表现为尖峰、阶跃、正弦波或随机噪声，干扰的产生来自多方面，电路设计不合理、器件使用不当、工作环境干扰、电源噪声等，其中电源产生的噪声是常见主要的原因，而这些干扰信号会造成后续电路一系列的处理误差，所以在要求较高的场合，这样的噪声是必须要解决的。

2解决措施

开关电源电路一般由整流平滑电路、集成开关电路、浪涌电压吸收电路、电压检测电路、次级侧整流平滑电路等构成。其工作原理：开关电路供应稳定电压和平滑的电流，是本电路的主要部分，开关晶体管的集电极电流决定电源的输出电流。纹波的解决措施[3][4]主要有：调整电感和电容参数、增加电容电阻缓冲网络。

2.1调整电感和电容参数

电流波动与电感参数、以及输出电容大小有关，通常电感值越小，波动越大，输出电容值越小，波纹越大。因此可以通过增大电感值和输出电容值来降低波纹。在这里以BUCK型开关电源为例，当开关电源工作时，提供的电压不变，但是电流会变化，为了稳定电源的输出电流，在如图4（a）的指示位置并联一个电容C+。通过增加电感值的方法来减小波纹的做法是受限的。因为电感越大，体积就越大。电感的取值可以这样计算：假定输入电压为Vin，输出电压为Vo，工作频率为f，输出电流为I，电感中电流的波动值为驻I的话，有：在电路调试过程中发现，随着C+不断增加，减小波纹的效果会越来越差，同时增加f，会增加开关损失。因此可以通过再加一级LC滤波器的方法来改善，如图4（b）所示。LC滤波器抑制波纹的效果较好，只要根据需要除去的纹波频率选择合适的电感电容即可。

2.2增加电容电阻缓冲网络

在二极管高速导通截止时，要考虑寄生参数。在二极管反向恢复期间，等效电感和等效电容成为一个RC振荡器，产生高频振荡。为了抑制这种高频振荡，需在二极管两端并联电容C或RC缓冲网络。电阻与电容取值要经过反复试验才能确定，一般选择电阻为10Ω-100Ω，电容取4.7pF-2.2nF。如果选用不当，反而会造成更严重的振荡。

3电路设计及实测

根据以上分析，设计出了一种开关稳压电源如图5所示，采用可控硅触发方式。通过整流放大后的波纹去触发可控硅的导通，当整流电压值为零时，可控硅自动关断。只要用输出电压的变化来控制触发信号的前沿，即可实现稳压。稳压电路主要由可控硅、4个晶体管和1个变压器等组成，如图5所示。我们在multisim环境下对该电路进行仿真，效果非常好。再用实际电路搭试，并加上30欧姆纯电阻阻抗后，选取了7个测试点，测试波形见图6所示。图中变压器T、二极管D1～D4和电容器C1-4组成整流滤波电路，测试点1电压纹波波形见图6中1的图像，显然是在全波整流后的纹波出现；电阻R2、R3和隔直电容C5组成取样电路，测试点2电压纹波波形见图6中2的图像；控制可控硅的纹波信号测试点3、4电压纹波波形见图6中的3、4的图像；隔直后的测试点5电压纹波波形见图6中的5的图像；线圈T2控制信号的初级波形见图6中7的图像；线圈T2次级控制可控硅信号见图6中6的图像。当电压没有纹波时，线圈T2不发挥作用，但当电压有波动时（纹波），则自动控制可控硅工作，抑制电压的波动。在电路中的电感对抑制电压的波动也起到了良好的作用，其电感值可以根据电压的大小和对纹波的要求进行适当的选择。该电路在最后的输出功率可以达到110W，当负载发生变化10-104欧姆时，电压变化的范围大约是1毫伏。

4结束语

本文对开关电源噪声与纹波的产生原因和抑制方法进行了分析和讨论，并设计出了一种晶体管开关稳压电源电路，观察仿真实验，可以得出该设计能够抑制一定的电源噪声与波纹。在实际中，需要依据产品的参数，如体积、成本等问题综合考虑，选择合适的设计方法。

参考文献：

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【关键词】DC-DC转换 LM5117芯片 直流开关稳压电源

开关电源是利用电子开关器件通过控制电路，使电子开关器件不停地“接通”和“断开”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制，从而实现电压变换、输出电压可调和自动稳压。常用开关稳压电源电路结构复杂，且难于实现稳压数字化调节，本文介绍一种以LM5117为核心降压芯片的直流稳压电源，该电源设计简单，可实现输出稳压数字化调节且工作效率较高。

1 电源整体设计

1.1 设计要求

输出电压偏差|UO|≤100mV；

最大输出电流IO≥3A；

输出纹波Uopp≤50mV；

负载调整率Si≤5%；

电压调整率Sv≤0.5%；

效率η≥85%；

重量小于0.2kg；

具备过流保护和负载识别功能。

1.2 设计方案

本开关稳压电源主要由电流检测部分、过流保护部分、降压部分、负载识别部分和输出电压调节部分组成，其工作原理框图如图1所示。直流稳压电源输出固定16V，经过LM5117为核心的Buck电路输出稳定可调电压，在输出电路中串入电流检测模块送入单片机A/D采集并判断电流是否大于动作电流，在Buck电路输出端增加一个负载识别端口，外接电位器按U0=R/1k得到输出电压设定值，由单片机D/A控制输出电压到达设定值，构成闭合控制回路，其电路原理图如图2所示。

2 开关电源的组成部分设计

2.1 降压电路

采用LM5117组成的DC-DC电路，其中LM5117是同步降压控制器，适用于高电压或各种输入电源的降压型稳压器应用；其控制方法是基于仿真电流斜坡的电流模式控制，而电流模式控制具有固定的输入电压前馈、逐周期电流限制和简化环路补偿的功能，输出纹波电压小、效率可高达93%可很好满足要求。

2.2 过流保护电路

LM5117一脚UVLO是欠压锁定编程引脚，我们采用软件调控来实现电流过保护，通过控制芯片一脚的电压来控制芯片的工作状态。利用INA271高端检测，通过接入电阻恒定为50mΩ的康铜丝采样电压从而算出电流。将INA271采样输出电压送入单片机A/D采集，判断计算出的电路电流是否大于动作电流值，过流时通过P3.1输出低电平至Uvlo脚，芯片停止工作实现过流保护。该方案可行性高且可减小整个装置质量，减小系统效率，如图3所示。

2.3 降低纹波

注：Vro为总纹波大小，纹波是叠加在直流电压的交流部分。ESR为 C的的等效串联电阻。

由公式可知三种减小纹波电压的方法：

（1）适当增大开关频率，但此做法回事系统功耗增加，电源效率降低；

（2）减小ESR，可选择若干电解电容，瓷片电容并联ESR的值只有几十毫欧，此方法有效减小纹波的同时可提高电容量，即增加输出滤波电路电感可在一定范围内尽量大；

（3）采用πLC滤波电路也可有效降低输出端纹波大小。

2.4 DC-DC变换

采用非隔离型Buck电路，以LM5117为核心，由开关管CSD18532，电感，电容组成。由两个开关管交替导通将输入直流电压变化成矩形波，空载时满足（W为空占比），当负载接入时，输出电压通过店主分压反馈到芯片Fb脚，保持输出电压为稳定可调电压。

2.5 稳压控制

如图4所示，自LM5117的FB引脚输出的电阻分压信号可设定输出电压电平在一定范围内变化，FB引脚的调节阈值为0.8V。设定R0为1.2k，由电路图可以确定DA输入Ui和输出UO间的关系为：

，通过确定R1，R2的阻值进行优化即可稳定输出连续的电压值，以实现输出电压的数字化控制。

3 电路设计

3.1 A/D采集电路

采用12位串行输入模数转换器TLC2543，此芯片使用开关电容逐次逼近技术完成A/D转换过程，串行输入结构可以节省单片机I/O口资源，分辨率较高，在仪器仪表中有较为广泛的应用。

3.2 D/A输出电路

采用TI公司生a的带有缓冲基准输入的双路12位数模转换器TLV5618，输出电压为基准电压的两倍，且单调变化。REF5040提供精准参考电压4.096V。数字输入端带有斯密特触发器，具有较高的噪声抑制能力。

4 运行结果测试

4.1 器件选择

由各种计算分析选择开关频率Fsw=1000kHz，定时电阻Rt=51K，输出电感 Lo=22μH，电流检测电阻Rs=5mΩ，输出电容采用4个47μF电容并联Cout=235μF，输出分压器Rfb1=1.45K，Rfb2=6.2K，电位调节器处处电压为5V，Fcross=10K，Rcomp=27.4K，Ccomp=15nf。

4.2 方案测试

采用控制单一变量的方法对上述设计进行测试，测试结果该开关稳压电源不仅满足设计要求，而且在此要求的基础上更加优化即输出电压偏差|Uo|≤35mV，最大输出电流Io=3.2A，负载调整率Si=0.002，电压调整率Sv=0.002，系统效率η=92.8%。

5 结论

本开关稳压电源的设计核心是LM5117芯片，通过实际设计表明，以LM5117为核心设计的降压型直流开关稳压电源DC-DC的转换率高达93%，具有广泛的使用价值。

参考文献

[1]P.R.Gray and R.G.Meyer.Analysis and Design of Analag Intergrated Circuits.3rd John Wiley&Sons，New York，1993.

[2]户川活朗著.实用电源电路设计――从整流电路到开关稳压器[M].北京：科学出版社，2011.

[3]康华光主编.电子技术基础[M].北京：高等教育出版社，2005.

[4]吴慎山主编.电子线路设计与实践[M].北京：电子工业出版社，2011.

[5]臧春华主编.电子线路设计与应用[M].北京： 高等教育出版社，2012.

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【关键字】 DC-DC变换器 LM5117 CSD18532KCS MOS场效应管

一、系统方案论证

开关电源方案采用LM5117用于高侧MOSFET的CSD18563以及用于低侧MOSFET的CSD18532 （X2）。该方案适用于高电压或各种输入电源的降压型稳压器应用。其控制方法采用仿真电流斜坡的电流模式控制。电流模式控制具有固有的输入电压前馈、逐周期电流限制和简化环路补偿的功能。使用仿真控制斜坡可降低脉宽调制电路对噪声的敏感度，有助于实现高输入电压应用所必需的极小占空比的可靠控制，同时不会影响输出纹波。

电流恒定控制采用场效应管CSD18532KCS构成压控恒流源，再由LM5117芯片控制DC-DC实现降压变换。该方案可以实现电压线控制电源，增加了执行效率提高恒流效果。拥有超低的QG、QGD、雪崩额定值和逻辑电平等优点，并且不会影响输出纹波，输出电流波动较小。本文的过流保护如图1所示，调整下MOS管Q2的源极电阻R14使输出电流≥3.1A时，电路进入打嗝模式，启动限流保护。

二、电路设计

LM5117包含一个双电平UVLO（欠压锁定）电路。当UVLO低于0.4V时，LM5117处于关断模式。关断比较器可提供100 MV的迟滞，以避免转换过程中的跳动（CHATTER）。当UVLO引脚的电压高于0.4V，但低于1.25V时，控制器处于待机模式。在待机状态下，VCC偏置稳压器被激活，而 HO和LO驱动器被禁用，SS引脚保持低电平。此功能允许通过一个集电极开路或漏极开路器件将 UVLO引脚拉至低于0.4V，以实现远程关断功能。当VCC引脚超过其欠压锁定阈值，且UVLO引脚电压高于1.25V时，HO和LO驱动器被启用，并开始正常运行。

此处直接选取13.5V电压能正常开机即可，根据UVLO=1.25V，这里选取电阻RUV2为91K，RUV1=10K，使得U=1.25*（91K+10K）/10K，即UIN>12.6V，此电路即可工作。

在MOS管导通的时间里，电感L会将通过的电流转换为磁能，把能量贮存起来。电容C将通过电感L的那部分电流转化为电荷贮存起来。在MOS管截止的时间里，电感L会产生反向电动势，将其输送给负载R并与续流二极管D组成回路，同时电容C将电荷转换成电流向负载供电。

三、系统测试

为了减少误差，测试方案采用，多次重复测试的方法进行。测量电路点如图2所示（3、4、5、6、7为测量点）：

额定输入电压下，产品主要做了以下5组测试，测试结果如表1所示：

由表1可知：

①|？UO|在0.01～0.03V之间，符合|？UO|=|5V-UO| ≤100MV的设计要求；

②IOMAX在3.00～3.01之间，符合额定输入电压下，最大输出电流：IO≥3A的设计要求；

③输出噪声纹波电压峰峰值UOPP在32MV～40 MV之间。符合UOPP≤50MV（UIN=16V，IO=IOMAX）的设计要求；

参 考 文 献

[1]侯振义.直流开关电源技术及应用[M].北京：电子工业出版社.2015，P17-39.

[2]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].电子工业出版社，2011，P35-58.

[3]王水平，付敏江.开关稳压电源.原理、设计与实用电路.[M]西安：西安电子科技大学出版社，2009，P127-136.

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关键词：DX600 发射机 电源系统 滤波电路 电解电容

中图分类号：TN838 文献标识码：A 文章编号：1007-9416(2012)02-0087-02

1、前言

我台DX600中波发射机是美国HARRIS公司生产的由3个PB（Power Block）组成的水冷式全固态数字调幅发射机，其用于射频功率放大器的250V直流电源是由可控硅Q1～Q6以及阻流圈和很多滤波电容组成的整流滤波电路提供的。 今年我台两个PB功率单元经常出现35A电源保险烧坏导致功率降低的故障，为了确保播出的安全稳定，我们对故障进行了深入分析和研究，查找故障产生的原因，解决了这个影响安全播出的技术问题。现将我们对故障的分析处理过程介绍如下。

2、电源保险故障的分析

2.1 故障现象

DX600中波发射机正常播音时，每个PB的载波功率为200kW，若出现35A电源保险故障，那个PB的LED板上功放模块电源故障指示灯变红，功率会突然下降到187kW甚至更低，如果保险烧坏过多，还可能导致PB自动关断。

2.2 故障的判断与查找

射频放大器故障检测电路如图1所示，如果这条通路上8块放大器中的任何一块出现了保险故障或无电压输入，会造成A点的电压偏低，比较器U34的输出端就送出一个低电平故障信号，使调制编码板上保险故障指示灯DS6变红，同时也送到LED板，使LED板上的功放模块电源故障指示灯变红。

找到DS6亮红灯的那一块调制编码板，用万用表测量板上TP2、TP16、TP17和TP18测试点的电压，发现TP16的电压为2.5V，正常时为9.5V左右，对照图纸可以找到这个测试点对应8块射频放大器。认真观察发现其中有4块保险故障指示灯不亮（正常工作时微亮，有保险故障时亮红灯），DS3工作指示灯正常。至此，基本可以确定故障是射频放大器前端的35A电源保险开路造成的。倒两并机播出，关断PB电源，更换保险可以排除故障。

但是，接下来的一段时间，PB2经常出现这个故障，甚至一次会有很多个35A保险烧坏，导致PB2功率下降过多而自动脱机。为此，我们对故障进行进一步进行分析。

3、产生故障根本原因的分析

(1)估算35A保险通过的平均电流，单个PB不加调制信号，高功率200kW开机时，功放电压为250V，电流约为830A，有103块射频放大器工作，每个35A保险给4块射频放大器供电，其平均电流：

由此可以看出， 35A保险的工作电流低于额定值，正常情况下不会烧坏。我台发射机每天播音18个小时，历年来烧坏的35A保险还不到20只。所以，我们应该再分析电源系统，查找产生故障的原因。

(2)功放单元用的250V直流电源整流电路如图2所示。从变压器来的3相197V交流电通过6个可控硅变成直流，为了减少纹波分量，在整流电路与负载之间接入了LC滤波电路，滤波阻流圈L对交流分量具有很大的感抗，起到抑制交流成份的作用；与地并联的滤波电容C对交流成份阻抗很小，进一步滤除交流分量，从而使输出到负载上的电压波动很小。 图2 250V直流电源整流电路简图

射频放大器供电通路如图3所示，整流后的250V电源先接到保险板，经过8个35A的保险提供8路输出，每一路输出对地并联一只5100uF滤波电容，然后给4块射频放大器供电。这些5100uF的电容(共有55个)就是250V整流电路中主要的滤波电容。

(3)电容充放电特性公式为：

du为电路中的纹波电压，dt为充放电时间。

由公式可以看出：纹波电压变大会电容导致充放电电流变大，再加上射频放大器的工作电流，导致保险的工作电流大于额定值，烧坏保险。

(4)整流电路中电解电容不同于其他元器件，其工作寿命是有限的。正常情况下，环境温度越高，通过的纹波电流越大，电容的使用寿命就越短，其中温度的影响最为重要。如我们使用的一般电解电容，在纹波电流为额定值，环境温度40℃时，使用寿命为80000小时，而85℃时,使用寿命仅为1000小时。

电解电容的失效一般有三种情况。(1)早期失效，这往往是由于制造工艺缺陷或安装使用不当造成的。(2)正常使用时的随机失效，这时电容的失效率很低，一般表现为容量缓慢减少，ESR逐渐变大，这些均是电解液减少而造成的。(3)达到使用寿命后的失效。这是电解电容性能急聚恶化，失效率迅速变大。

3、故障的处理以及一些维护经验

根据上述分析可以判断出，35A电源保险烧坏，就是因为用于滤波的部分电解电容失效，导致正常电容充放电流过大造成的。我们对PB2机柜的电容进行测量，发现55个用于250V电源滤波的电容仅有13个容值在4000uF以上,其他的42个已经完全失效，占77%，总的容值不到标称容值的20%，扩展机柜更是仅有2个正常。拆卸下来几只电容，发现重量明显较轻，里面电解液已经很少，晃动时有声音，用电容表测量，无电容值，已经完全失效。

经检查，经常烧坏保险的部位电容都是正常的（多在左机柜和中机柜），而电容完全失效的部位则没有烧坏过保险（扩展机柜），这个上述分析完全一致。

因此，要彻底解决电源保险经常烧坏的问题，必需换掉那些已经失效的滤波电容。由于备份的电容有限，每天还要维持近18个小时的播音，我们先进行了部分更换，在对每个PB更换了约20个新的电容后，发射机已经能正常工作，加测试信号至90%调幅，也没有再出现烧坏保险的现象，测三大电声指标均有所提高。

对DX600中波发射机来说，当高功率运行时，若出现有高调制度导致35A保险烧坏的现象，则表明有滤波电容失效了，需要对其进行检查，如不及时处理，会造成电容失效加快和保险大量烧坏的后果。

高序位射频放大器供电的电路中的电容更容易失效，这是因为高序位的放大器开通关断更为频繁，电容充放电次数多造成的。

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关键词：LM25085；宽输入范围；大占空比

引言

LM25085是一个汽车级的产品，应用温度可达（-40℃-125℃），其输入电压范围很广，并且不需要环路补偿因此具有超快的瞬态响应，其工作模式为恒定导通时间工作状态[1]，工作频率最大可达到1MHz，输出电压从1.25V开始可调，具有内部的软启动计时器；其检测输出电流的方法有两种，一是通过检测MOSFET的导通电阻或者是通过检测串联在电路中的很小电阻的导通压降来进行过流判断[2]。

本文所设计的电路输入电压最低为28V，最高为28.5V，输出电压要求稳定在27.6V对蓄电池进行充电，占空比最大可达到98.6%。由于本文设定条件降压幅度很小，所以如果用N型MOS管，其正向导通压降就会有可能导致其无法降压0.4V，而且大多数的N型MOS管控制芯片都有最大占空比限制，故而不能达到100%[3-4]。因此本文选择P型MOS管控制芯片LM25085，选择的MOS管型号为IRF4906。

1.1 管脚功能介绍

芯片详细内部框图在参考文献[1]中给出，在此主要介绍各引脚：

1脚，ADJ：电流限制调节管脚，电流限制阈值由从VIN到ADJ的一个外部电阻器中设置，这个电阻可以外接一个小电阻也可以通过MOS管的导通电阻。

2脚，RT：导通时间控制和关机，VIN到RT的外部电阻设置降压开关导通时间和开关频率。 将此引脚接地会关闭控制器。

3脚，FB：电压反馈稳压输出，输入到调节和过电压比较器。调节电平为1.25V。

4脚，GND：电路接地，所有内部电路的接地参考。

5脚，ISEN：用于电流限制检测的电流检测输入，使用RDS（ON）检测电流时，连接到PFET漏极。使用电流检测电阻时，连接到PFET源极和检测电阻。

6脚，PGATE：栅极驱动器输出，连接到外部PFET的栅极。

7脚，VCC：栅极驱动器偏置稳压器的输出，负电压稳压器的输出（相对于VIN）偏置PFET栅极驱动器。

8脚，VIN：输入电源电压，工作输入范围为4.5V至42V。

1.2 ⑹选型计算

导通时间计算： ，求得RT=1.43MΩ；

工作频率计算：

求得工作频率为120KHz；

限流阈值：LM25085限流通过检测Q1的RDS（ON）或在主回路的检测电阻上面的压降，并将其与电阻器RADJ上的电压进行比较。当使用检测电阻时，电流限制功能在温度上更准确和稳定，MOSFET的RDS（ON）具有宽的工艺变化和大的温度系数，因此本文采用检测电阻。计算公式为： 。选择Rsen=10mΩ，Radj=2.4KΩ。

输出滤波电感：纹波电流为电感电流斜坡的峰峰值，在设计中电感的选择应保证纹波电流小于规定值。一般规定要小于输出电流的20%，即？驻I=20%IO。此时滤波电感满足：

把电路参数代入上式得滤波电感L=4.5uH。

2 实验验证

以上为Buck电路的测试波形，从图中可看驱动与输出波形基本稳定，输出纹波很小效率在97%以上，满足了设计要求。

3 结束语

本文基于LM25085的控制芯片，进行了大占空比条件下的Buck电路的设计，首先对芯片的参数进行了理论计算，根据计算进行器件选型，然后绘制电路板并进行上电老化测试。测试结果表明设计过程参数选择基本合理，完成了设计要求。

参考文献

[1]TI. SLUS593D. AN-2157 Constant Current Constant Voltage Buck Converter With LM25085[S].TI application note，USA：Texas Instruments Incorporated，2013.

[2]TI.LM25085 42V Constant On-Time PFET Buck Switching Controller[S].TI application note，USA：Texas Instruments Incorporated，2008.

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关键词单片机;数控

中图分类号TM4文献标识码A文章编号1673-9671-(2010)041-0007-01

本文所设计的数控电流源采用PIC16F877A单片机为核心部件,键盘、显示、D/A、开关电源等模块为电路。

1设计要求和总体设计思路

1.1设计要求

本设计要求:输入220V,输出最高12V;通过键盘控制输出电流,步长为0.01A;采用LED显示输出电流,精度为0.02A;电流源稳流范围为(0.2-1)A。

1.2总体设计思路

本设计采用开关电源,以达到输出范围和精度以及纹波的要求。根据系统要求,采用D/A转换后,接运算放大器构成的功率放大来控制D/A的输入,从而控制电流值的方法。本系统主要由数控部分、电源部分和键盘显示电路组成。系统原理框图如图1所示。

图1数控电流源原理框图

2硬件电路设计及软件选择

根据数控电流源的设计要求,系统主要由控制模块、电源模块、D/A模块及键盘显示模块构成。

2.1控制模块的选择

本设计采用的是PIC16F877A单片机控制。与AT89C51单片机相比,PIC16F877A采用哈佛结构,能实现指令的单指节化,有精简指令集技术,寻址方式简单,I/O口驱动能力强,具备I2C和SPI串行总线端口,电路简洁,不仅便于开发,而且还可节省用户的电路板空间和制造成本。程序保密性强,有低功耗、宽电压设计,能将相当一部分器件结合到一起,使用方便,抗干扰性能提高。

2.2电源模块的选择

电源模块一般主要采用全桥整流加电容滤波电路、三端稳压集成电路外接扩流管和开关电源电路。全桥整流加电容滤波电路广泛应用于一些要求不太高的直流电流源中,其驱动能力和后级的滤波电容有关,该电路显著的特点就是能够比较好的满足电流的瞬态相应,而如果负载要求持续的大电流输出,该电路将无能为力。三端稳压集成电路外接扩流管既利用了稳压集成块良好的稳压性能,又能够有一定的电流输出,在一些高精度的线性稳压电源中被广泛采用,但是效果较差。开关电源的功率器件工作在开关状态,功率损耗小、效率高。与之相配套的散热器体积大大减小,同时脉冲变压器体积比工频变压器小了很多。因此采用开关电源的电流源具有效率高、体积小、重量轻等优点。

由于本设计对电源的要求比较高,尤其体现在对电源的功率和纹波电压的要求上。因此,在这里采用的是开关电源电路。

2.3D/A转换模块的选择

TLC5615为美国德州仪器公司1999年推出的产品,是具有串行接口的数模转换器,其输出为电压型,最大输出电压是基准电压值的两倍。带有上电复位功能,即把DAC寄存器复位至全零。它是串行输入的10位高精度D/A转换器,因此经转换的最终输出电压可以达到0V～10V。10位D/A,分辨率为1/2048,选采样电阻为15kΩ,D/A输出的分辨率能实现步进0.01A。

2.4软件的选择

Protel 99 SE软件设计系统是一套建立在IBM PC兼容机环境下的EAD电路集成设计软件平台。它具有电路原理图设计、PCB(印制电路板)设计、电路的层次化设计、报表制作、电路仿真以及逻辑器件设计等功能。

Microchip公司为PIC系列单片机配备了功能强大的软件集成开发系统Mp lab,该软件是一个集成多种单片机应用开发工具软件于一体的、功能完备的软件包。

本文采用Protel 99 SE软件设计系统进行PCB板的设计,Mp lab进行系统仿真。

3数控电流源的单片机程序实现

本文所采用的PIC16F877A单片机是Microchip公司开发的新产品,具有FLASH编程的功能,可以直接在单片机上进行如暂停CPU执行,观察寄存器内容等操作,是目前应用最广泛的一种PIC单片机。

单片机程序所要实现的功能是:独立键盘对PIC16F877A单片机输入数据,PIC16F877A单片机对获得的数据进行处理,并送到10位数模转换器TLC5615,实现对电流的控制。

在这里采用的是C语言编程,其优点是编写代码效率高、软件调试直观、维护升级方便、代码的重复利用率高、便于跨平台的代码移植等。主程序流程图如图2所示。

图2主程序流程图

表1实测部分输入电流与实际输出电流值及误差

4系统测试

本设计要求输出电流范围为0.2A-1A,恒流源模块采样电阻两端电压为200mV-2000mV,由电压值可以推算出数模转换模块的参考电压|Vref|至少为2V(Vref

表1所列的测试结果表明,本设计输出的最大误差为当输入电流为32mA时,输出电流为33mA,误差为1mA。而题目中发挥部分要求输出电流变化的绝对值≤输出电流的0.1%+1mA,即1.032,所以本设计测量出来的误差值达到了设计要求规定的误差值。

5结论

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【关键词】地震数据采集；滤波系统；测试验证

随着近代电子技术的发展，地球物理勘探技术在不断进步，作为最重要的地球物理勘探方法―地震勘探也在飞速的发展，无论是数据采集技术、仪器的升级改造方面，都得到了很大程度的提升。野外地震数据采集是地震勘探最重要的过程，它包括对地震信号的采集、地

震信号的放大和滤波处理、信号的预存储，能否在数据采集过程中消除干扰，高精度地采集到所需要的有效信号，是后期数据的正确处理和解译的关键，通常采用一定性能的滤波器对噪声信号进行处理，本设计结合当前地震勘探数据采集处理的要求和电子技术发展的现状，设计了基于FPGA的信号滤波系统。

1.滤波系统的设计与实现

地震数据采集的关键是地震波信号，它是地震勘探时利用人工激发产生的，在弹性不同的地层内传播规律来勘探地下地质情况的信号。

由图1可以看出，野外数据采集过程中能否消除干扰，高精度地采集到所需要的有效信号，是后期数据的正确处理和解译的关键，地震数据解译的正确与否又关系到后续工作的开展。数字滤波器主要有无限冲激响应数字数字滤波器（IIR数字滤波器）和有限冲激响应数字滤波器（FIR数字滤波器）。与IIR数字滤波器相比，FIR数字滤波器最显著的优点就是可以在设计任意幅频特性的同时，保证了严格的线性相位。线性相位对于一些性能较高的系统是非常重要的，所以FIR滤波器较IIR滤波器在现代信号处理中获得了广泛的应用。

1.1 FIR滤波器实现原理

FIR滤波器是指系统的单位冲击响应仅在有限的范围内有非零值的滤波器。FIR系统只有零点，因此这类系统不像IIR系统那样易取得比较好的通带和阻带衰减特性。但FIR系统有自己突出的优点为易实现精确地线性相位，FDAtool为MATLAB自带工具软件，适合的滤波器结构为直接型结构，如图2所示。

对应FDAtool工具箱对应FIR滤波器为卷积型结构，关键求出系统单位冲击响应。系统函数为：

式中：N为滤波器阶数；为输出信号；为滤波器系数；为滤波后信号；

基于微处理器平台编写程序用迭代法简单方便，把公式（2）展开，初始输出前N个点数据有一定误差，当输入数据点数大于滤波器阶数N时，输出滤波指标达到系统要求。

1.2 FIR滤波器硬件实现

作为地震仪的核心，整个采集滤波系统主要包括两部分：前端的预处理模块和滤波器模块。该系统的主要任务是根据实际野外勘探要求，对检波器采集到的地震数据进行噪声滤波处理，以获取有效的地质构造概括等相关信息。实际中理想采样是不存在的。在实际采样系统中，信号经过采样后，其频率分量随着频率的的增加而不断的衰减，且在等于采样频率一半处衰减为零。所以在不做均衡的情况下，必须保证采样频率足够高。本文设计的FIR数字滤波器为低通滤波器，采样率为4M，截止频率为500kHz。因此采样保持电路的驱动时钟频率为4MHz这里信号恢复低通滤波器截止频率选取为1.3M低通滤波器，这是结合理论和实验得到的。硬件原理图如图3所示。

2.滤波系统的测试与分析

2.1 测试方法

输入不同频率的正弦波，观测输出正弦波的幅度，同时比较输入、输出波形，得出输入、输出波形的相位差。

由于输出波形肯定滞后于输入波形，所以相位差必然为负数。为了更精确的得到相位关系，测试时不直接在示波器上测试，而是将数字示波器各组波形存储在计算机上，在计算机上采用示波器软件Ultrascope，用时间轴测出两个对应的峰值的时间差，根据输入正弦频率的，计算出相位差。如图4所示，输入正弦频率60KHz，输出应该滞后与输入波形，用两个时间轴分别对准输入输出信号对应的波峰，读出时间差为12.47us，那么这两个波形的相位差为-269.352。本文中测量相位差时均先记录相位差的范围为0°到-360°，这是由于小于-360°可以等效在0°到-360°范围内的相位差。理论设计的数字滤波器相频特性表明，该滤波器在阻带截止频率内有线性相位，因此只测试输入信号频率小于600kHz的样本的相位差。

2.2 测试结果及数据分析

如图4所示，滤波器的输入和输出波形均为正弦波，无明显失真。说明滤波器在处理单频信号时，引入其他谐波干扰在合理范围内。在测试FIR滤波器时，输入正弦信号幅度为1.0V，输入信号的步进为20kHz。但是由于示波器的测量数据可能与信号源显示数据不同，再加上示波器的线可能衰减高频信号，所以输入信号的幅度必须测量，根据测试得到的数据可以画出实际滤波幅频特性。

从图5可以看出，幅频曲线为一个低通滤波器。分析数据得到实测数据相对于理论数据通带无纹波，这应是测试误差造成的，但总体符合理论设计。在过渡带频率的信号衰减大于理论衰减，这应是由抗混叠滤波器和信号恢复滤波器的衰减引起，但偏大的衰减出现在过渡带，不影响滤波器性能这表明，抗混叠滤波器和信号恢复滤波器会影响系统特性，设计时应注意选择这两个滤波器的指标。同时可以观察到，输入信号频率继续增大时，实际衰减没有理论衰减大。在测试中发现，如图6所示，在测试阻带中的样本时发现正弦波上叠加了噪声，这造成了测试时读出的峰峰值增大。由于通带和过渡带信号样本幅度较大，噪声对衰减的计算影响较小。而由于阻带内滤波器输出信号较小，干扰的幅度对衰减计算影响较大。测试表明，当电源空载时电源和地之间存在20mV左右纹波，这个干扰应是由电源引入的。因此在实际应用中，应使用纹波小的电源，以减小电源引入的干扰。

3.结论

数字信号处理在生物医学、图像视频、雷达、通信、航空航天以及地球物理探测等领域都有广泛应用。数字信号处理技术已经逐步取代了模拟信号处理技术的主导地位，使地震勘探发生了质的飞越。在采集模块前端运用高精度ADC将模拟信号转换为数字信号，整个地震数据信号处理过程就以数字化的形式进行，实时根据数据处理要求编程实现各种功能，有利于大规模的地震数据的快速批量处理，大大简化信息分类、查找等过程，为了提高信噪比，获得精确、可靠的反演和解释结果，本文设计了高速的滤波系统，提高了信号的采集准确性，测试结果表明设计效果较好。

参考文献

[1]罗福龙.地震勘探发展技术综述[J].石油仪器，2005，19 （2）：1-5.

[2]胡文静，陈松，刘翔.基于FPGA的嵌入式程控数字滤波器实现研究[J].子器件，2009，32（6）：1040-1042.

[3]徐瑶瑞.抗混叠滤波器的原理及TLC1564在神经诱发电位检测仪中的应用[J].医疗装备，2009，2（12）18.

[4]兵，平利姣，朱自强.浅层地震勘探数据拟同步采集时差分析与实践[J].地球物理学进展，2008，23（6）：1958-1962.

[5]兵，平利姣，朱自强.浅层地震勘探数据拟同步采集时差分析与实践[J].地球物理学进展，2008，23（6）：1958-1962.

[6]维亮，庹先国，李怀良，等.高速多通道地震数据采集处理系统[J].仪表技术与传感器，2011（3）：61-63.

[7]吴黎慧，蒲南江，高磊.基于FPGA的FIR滤波器的误差分析[J].子测试，2011，34（08）：56-58.

篇8

关键词： 功率因数校正； 单ADC； 预计算； 数字信号处理器

中图分类号： TN873+.5?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2017）14?0158?04

Abstract： Traditional digital power factor correction uses three analog?to?digital converters. Each converter， especially for the inductive current one， increases the cost and the complexity of the system. A digital power factor corrector based on Boost is presented in this paper， in which only one ADC is used for control loop to sample the average output voltage and the ripple of the output voltage. The duty cycles that the switching tube needs are precalculated. The sampled average output voltage forms the output average and the sampled output voltage ripple forms output voltage ripple loop. These two loops control the corresponding part of the duty cycle respectively， which makes the power factor correction effect of the whole system higher. TMS320F28335 DSP is used as a control chip. The experiment results verified the correctness of the method.

Keywords： power factor correction； single ADC； pre?calculation； DSP

0 引 言

传统的功率因数校正通常需要三路ADC（Analog?to?Digital Converter），分别为采样输入电压、输出电压和电感电流，使得电路复杂程度相对较高。其中，电感电流的采样通常使用采样电阻来实现[1]。但是，采样电阻上能量的损耗较大，会对电路整体的效率产生影响。采用数字控制时，电感电流的采样频率和开关频率相同，在保证较高开关频率的同时，电感电流的采样频率也相对较高，这样会导致控制周期缩短，对运算量也提出了很高的要求。

文献[2]把传统的PI双环控制用可编程逻辑门阵列（FPGA）来实现。文献[3]推导出基于电感波谷电流的占空比计算公式，减少了计算量。文献[4?7]中采用单周期控制以及新型控制策略，省去了对输入电压的采样。文献[8]采用了预测电流控制，把输入电压采样改为过零检测，从内部产生正弦参考信号，减小了计算量。文献[9]通过采样负载电流和输入电压来计算占空比，省去了对电感电流的采样。文献[10]把电感电流的采样转化为对电容电压的采样，减小了电路的损耗。

本文采用占空比预先计算的方法，将传统PFC控制的三路ADC减少为一路ADC，只对输出电压和输出电压纹波进行采样，从而简化了采样电路的设计，也降低了控制回路的计算量。

1 占空比值的预计算

在数字功率因数校正器中，控制器的开关管可以由数字控制器输出不同占空比的PWM波进行控制。本文所采用的方法是将要用的占空比值提前计算好，并存储在DSP内部，所以数字控制器不再需要对占空比进行实时的计算。对于不同的拓扑结构来说，占空比的计算方法也是不一样的。如图1所示，本文采用的是Boost电路拓扑，电路工作在CCM模式下，占空比的计算方法也是在Boost电路基础上进行分析的。

2 控制算法

通过上面的分析，可以在特定的情况下计算出所需的占空比，但是在参数有变化时，预先计算的占空比可能就会不适合变化后的情况。所以，需要系统对参数的变化能自动响应，这就要加入闭环控制。除此之外，系统需要将计算好的占空比与输入交流电压信号进行同步，所以说需要对输入电压加入过零检测环节。本文采用了模拟比较器，当输入电压过零时，比较器的输出产生一个突变沿，DSP通过捕获模块捕获这个突变沿，从而使得占空比的输出能和输入电压同步，也保证了电流和电压的同相位。下面，分析两种不同的算法，分别对预先计算好的占空比进行修改。

2.1 用惟一参数调节占空比

最方便的方法是利用Boost变换器工作在CCM模式下时的占空比计算式来调节，如下：

如果在一个周期内，输出电压不为期望值，那么相应的占空比值也要做调整。采用这种方法时，占空比的值通过式（3）预先计算好，系统中加入了一个简单的PID调节器。这个调节器与传统PFC中的电压环类似，通过采样输出电压平均值来改变占空比。

改变计算好的占空比时，不仅仅是要改变一个开关周期的值，而是要改变所有存储器内部的值。一种方法是将存储器中的每一个值乘以电压环的输出，但这种方法会导致占空比波形歪曲，见图2。从图中可以看出，当按d（t）调节时，占空比的值不是从1开始到1结束，这样会导致占空比值与理想值有偏差，会影响实际的PF值。而按1-d（t）调节时，调节后的值与理想值偏差较小，对PF值影响也较小。

具体的控制框图见图3，经过采样后的输出电压与参考电压相减，得到的偏差经过调节器输出为k，k与1-d相乘后可以得到调节后的占空比。调节器的原理见图4。PID调节器的输出为δ，当系统在稳态时，δ值为0，所以k为1，d的值没有变化。当输出电压有偏差时，相应的δ也会有值，从而可以调节占空比d的大小。

这种方法根据式（3）预先计算好占空比值再进行调节，但是当负载发生变化时，由于输出电压变化不明显，系统不能很好地感知负载变化，相应的占空比d的调节也不会改变，从而会对功率因数校正的效果产生一定影响，这方面的不足可以通过下面一种方法补。

2.2 用两个不同参数调节占空比

为了弥补第一种方法的不足，将式（3）中的占空比d分为d1和d2两个部分，如下：

两个参数的变化曲线分别见图5和图6。从图5可以看出，d1是控制占空比的主要部分，而d2主要的作用是消除由负载变化产生的电流畸变。图5的结果显示了输入电压变化对d1的影响很大，而输出功率的变换则对其产生的影响很小，所以，d1可以由输出电压平均值来控制。因而输出电压的纹波被忽略了，不会对d1产生影响。所以，d1的控制方法与第2.1节第一种方法相同，通过存储1-d1的值来修改预先计算的占空比值。

d2部分的值取决于输入电流的大小。从式（6）中可以看出，输入电流与电路的功率成正比。所以，当负载发生变化时，会对输入电流产生影响，进而会改变d2的大小。系统虽然不能测量输出功率，但是可以通过输出电压的采样来得出输出电压的纹波，由式（4）可知，输出电压纹波与输出功率成正比。所以，通过对输出电压纹波的采样，可以相应地调整d2的大小。

从图6还可以看出，d2也取决于输入电压，所以输出电压调节器也用来控制d2。这种方法的控制框图见图7。从图7可以看出，与第一种方法相同的平均输出电压环用来对d1进行控制。同时，d2的控制不仅仅用到了平均输出电压环，还采用了输出电压纹波环路。输出电压纹波环路的作用与传统功率因数校正的电流换相类似。

与第一种方法类似，1-d1是由k进行调节的。但是，由于d2是直接存储的而不是1-d2，并且1-d1和d2的符号相反，所以调节器的输出应该为。由于PID调节器的输出δ在0左右，所以可以得出式（9）。图8为用于控制d1和d2的输出平均电压环，其中，1-d1由k进行调节，d2由进行调节。

3 实验部分

3.1 方法实现

本文所用的控制器是TI公司的TMS320F28335数字信号处理器。外部晶振频率是30 MHz，系统时钟频率为150 MHz。开关频率和采样频率都是100 kHz，所以每半个输出交流电压周期内有1 000个采样点，这1 000个采样点所对应的占空比值会预先计算好，并存放在数组中，不断刷新数组就能达到改变占空比的目的。

输入电压过零检测部分先将输入电压降至15 V左右，再经过比较器和反相器整形，输出一个频率为50 Hz的方波。DSP的A/D采样以及捕获引脚都加入箝位电路，保证了DSP的安全性。具体电路参数见表1。

3.2 实验结果

第2节分析的两种方法都通过实验验证了其合理性，具体实验结果见图9～图11。

图9为在不同的输出功率情况下，两种方法的实验结果。占空比是按照输入电压220 V、输出电压400 V、负载功率300 W的情况进行计算的。从图9可以看出，两种方法功率因数校正的效果都是随着负载功率的上升而上升，并且负载功率越接近计算值，功率因数就越接近1。图10和图11分别表示的是在输入电压为110 V和220 V时电路满载测试的结果。可以看出，当电路满载时，所采用的方法能很好地达到功率因数校正的效果，输入电流接近正弦波并且能很好地跟踪输入电压波形。实测PF值分别为0.985和0.992。

4 结 论

本文通过分析两种基于Boost电路的单个ADC功率因数校正的方法，简化了传统功率因数校正电路结构。为了能够很好地达到功率因素校正的效果，占空比的值预先计算好，并且通过平均输出电压环以及输出电压纹波环两个闭环控制来改变相应的占空比值。实验结果表明，两种方法都能达到功率因数校正的效果，并且PF值最高可以达到0.992。

参考文献

[1] 王武，叶开明，陈浩龙，等.混合导通模式Boost PFC的控制策略研究[J].电工电能新技术，2015（7）：16?21.

[2] 邹涛，周小方.基于FPGA的交错并联PFC的研究[J].现代电子技术，2015，38（8）：120?123.

[3] 梅寒洁，何乐年.一种新颖高功率因数PFC的数字控方法[J].电源技术，2015（2）：360?362.

[4] 陶海燕，钱承山，毛鹏，等.Boost PFC变换器数字控制研究[J].电子器件，2013（6）：889?893.

[5] 王智，方炜，刘晓东.数字控制的单周期PFC整流器的设计与分析[J].中国电机工程学报，2014（21）：3423?3431.

[6] 田书欣，钟莉娟，杨喜军，等.新型控制策略的数字有源功率因数校正的实现[J].电力电子技术，2010（2）：56?57.

[7] 乔琳君.单周期控制的无桥APFC电路仿真研究[J].现代电子技术，2013，36（19）：131?134.

[8] 李宋，叶满园.预测平均电流控制PFC Boost变换电路的研究[J].电力电子技术，2011（12）：120?122.

[9] 赵慧，沈锦飞.基于DSP的Boost PFC软开关变换器研究[J].电力电子技术，2012（2）：99?101.

[10] QIU Y， CHEN X， LIU H. Digital average current?mode control using current estimation and capacitor charge balance principle for dc?dc converters operating in DCM [J]. IEEE transactions on power electron， 2010， 25（6）： 1537?1545.

篇9

关键词：电源开关 并联 供电

中图分类号：TN710 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）09-0099-01

在诸如计算机服务器、通信基塔、空间站等要求大功率、高效安全可靠、不间断供电的电源系统场合，假如使用单个开关电源模块供电，那么开关电源模块主电路需要处理非常大的功率，所承受的电应力大，这给主电路功率器件的选择、开关频率和功率密度的提供造成了不便，并且一旦开关电源模块发生故障，则将可能造成整个电源系统崩溃。采用多个开关电源模块并联运行，来提高输出功率，以减轻单个电源模块的负担，是目前开关电源系统发展的一个方向。

多个开关电源模块并联运行虽然提高了可靠性，并能实现电路模块标准化等优点，但是并联工作的各个电源模块特性不可能完全一样，若不采取处理可能会影响其中的模块承受较大的输出电流，引起分配电流不均，导致该模块甚至整个电源系统的故障。因此，在多模块并联运行系统中必须引入有效的均流控制策略，从而使各模块均匀地承担负载功率，提高系统的可靠性。

1 DC-DC模块设计方法及实现方案

本系统实验电路采用TI公司的开关降压转换集成芯片TPS5430构成DC-DC主电路，TPS5430内部集成PWM产生电路、高位场效应管驱动电路以及110m欧低导通电阻的NMOS开关管，效率高达95%，输出电流最高可达到3A，有较宽的输出电压范围。TPS5430固定500KHz开关频率，因此可采用较小的滤波电容、电感消除纹波。同时，TPS5430集成度高，只需要配合少量元器件（自举电容、起储能与滤波作用的电感与电容、反馈电阻），构成BUCK电路，即可高效、精确、稳定地得到输出电压，单电源模块应用原理图如图1所示。

（1）二极管的选取。为了达到高效率，要使用压降小并且恢复速度快的续流二极管D1。普通的二极管，正向压降比较大，同时，由于开关管高速地在导通与截止状态之间转换，普通二极管反应速度不够快，二极管会大量发热并且使TPS5430的输出波形也会受到影响，整个系统的效率很低。

（2）输出滤波器的选择。电感L1和电容C1是DC-DC输出滤波器的关键，它们共同担负着储能与滤波的作用。在设计输出滤波器时，可以选择一阶LC滤波器或二阶甚至更高阶LC滤波器，但兼顾到对效率及纹波的要求，可选择低阶滤波，以降低滤波器的消耗。由于TPS5430开关管的工作频率为500KHz，频率较高，故对电容电感的选择已经较为苛刻。

2 均流控制方法及实现方案

主从均流法、输出阻抗法、最大电流自动均流法、平均电流自动均流法和外加均流控制器法等是目前开关电源并联供电系统常用的均流方法，其中最大电流自动均流法具有均流精度高、负载调整率高、动态响应好、易于实现冗余的特点而得到广泛应用。负载共享控制器UCC39002设计原理是根据最大电流自动均流法设计，它控制多个独立电源或者DC/DC模块并联供电自动均流的理想选择。

在本系统实验电路中，使用两片UCC39002实现均流控制。在DC-DC模块正常工作时，将两路UCC39002的均流母线LS连接，根据UCC39002均流原理，UCC39002将会自动选出电流最大的一路，并将最大的一路电源作为主电源，此路UCC29002内部的三极管截止，即没有电流流入其ADJ脚，故该路中只是反馈线上比无UCC39002时多了一个小电阻R4。而电流较小的另一路电源成为从电源，均流母线上的电压将由主电源的输出电流决定，从电源的UCC39002接收到母线上的信号后，会控制从电源DC-DC模块稍稍提高输出电压，具体工作原理是，从电源UCC29002内部三极管导通，此三极管发射极有一个500Ω电阻到地，此时通过该三极管的电流即为/500，有此附加电流流过R4后，A点电压下降，从而B点基准电压也下降，而不再是1.22V，此时为了使恢复到1.22V，TPS5430将增加PWM脉冲宽度，增加V从而提高该路电流输出，减小与主电源的电压差，通过减小从电源与主电源的电压差来提高该路输出电流，从而达到均流。

3 过流保护故障与自动恢复方法及实现方案

在本系统实验电路中，采用硬件电路实现。当开关电源的输出电流超过规定值时，利用电阻采样转换为电压与可预置的基准电压比较后，控制TPS5430的开关频率输出使能端ENA，也可设计为控制继电器断开负载，起到保护作用。为了实现自动恢复功能，本系统设计了单稳态触发延时电路，每次触发后系统停止工作可预值时间后，继续检测过流故障是否已经被排除。如果过流故障排除，系统自动恢复。

4 结论

根据所设计的实验电路，我们试制了实验样机，通过实验数据测试与分析，调整实验负载电阻至额定输出功率为32W工作状态下，供电系统的直流输出电压V维持在8.0±0.28V之间，纹波电压峰峰值在30mV左右，供电系统的效率高达93.6%，调整负载电阻至额定电流值范围内的任意输出电流值，两个电源模块的输出电流的相对误差绝对值小于3.2%，均流效果非常好，同时该系统集成性高，电路结构简单，所用器件少，还不易发热，保证了整个系统高效、稳定、可靠的运行。

参考文献：

篇10

【关键词】通道故障；典型事故；故障分析；时钟方式

【中图分类号】U472.42 【文献标识码】A 【文章编号】1672—5158（2012）08—0301-02

引言

随着光纤通信技术的发展，在纵联保护通道的使用上，目前已经由过去的载波、微波通道变为以光纤为主的通道方式。由于光纤通道所具有的先天优势，随着它与继电保护的结合，使得光差保护在电网中得到越来越广泛的应用，但由此带来的通道异常的情况也越来越多。

1.光纤连接方式简介

以前使用的PDH网络采用异步复用方式，不能保证大容量信息的可靠传输，并且PDH网络没有世界标准的电接口和光接口规范，所以已完全被SDH的复用通道连接方式代替。因此目前光纤连接方式有专用光纤连接方式、PCM的复用通道连接方式、SDH的复用通道连接方式三种。

2.光纤保护通道故障频发的原因

2.1 对于复用PCM通道来讲，由于通道传输中间环节多、时间延长，因此出现通道故障的概率也大得多。

2.2 由于保护、通讯人员专业沟通不够，保护人员不熟悉通信知识，当遇到通道故障问题时，缺乏解决问题的有效手段和经验，很男快速诊断故障。

2.3 通信人员在光纤保护通道联调之前未进行通道测试，从而导致通道联调后可能出现通道故障的问题。

3.光纤保护通道故障典型事例

3.1 典型事例1：

3.1.1 故障现象：某220KV线路单侧RCS-931AM保护装置报“通道告警信号”，在保护通讯人员到达现场前“通道告警信号”就已消失，恢复正常运行方式后不久“通道告警信号”又出现。

3.1.2 查找过程：保护、通讯人员到现场后对保护通道进行了彻底检查，两侧保护、光电转换装置收发的光功率、误码测试结果均正常，保护装置CPU板上尾纤外观检查无异常。装置重新上电后保护通道告警信号恢复正常，通道故障查找一时陷入困境。经过认真查阅技术资料，保护人员采取了检测保护装置收信灵敏度的办法，在告警侧通道的保护装置收信端串入3dB光衰耗，结果本侧保护装置“通道告警信号”又发出，经过认真检查告警原因为光接收端的砝琅盘内瓷芯有小的裂纹，更换保护CPU后通道恢复正常。

3.1.3 改进措施：应在光差保护定期检验时重点做好保护装置收信灵敏度试验。

3.2 典型事例2：

3.2.1 故障现象：某220KV线路正常运行在充电状态，线路故障时充电侧开关两套主保护只有纵联距离PSL-602GC主保护动作，而纵联差动RCS-931A主保护未动作。

3.2.2 查找过程：经保护人员检查，故障时两侧的RCS-931A主保护压板均在投入位置（线路故障时在充电状态），保护具备主保护动作条件，由于RCS-931A保护装置没有记录转发远跳命令的功能，因此无法判别本侧保护是否转发对侧RCS-931A保护的远跳命令。

在查找RCS-931A通道故障记录时发现，尽管线路故障时无“通道告警信号”，但开关热备的一侧拉合刀闸时本侧的RCS-931A保护会发“通道异常信号”，因此初步把查找重点放在通讯机房，最终确定在MUX-64K收信接线（双绞线）在端子上压接较松动，重新紧固接线后有刀闸有操作时保护无通道告警信号。

3.2.3 改进措施：由于光电转换装置一般放在通讯机房，因此在春检工作中往往成为保护检验的盲点，因此必须强调把对光电转换装置的检验作为定期检验工作的重要一环。

4.光纤保护通道常见故障原因分析：

4.1 由于尾纤头有尘土或接触不良

当尾纤头连接不可靠或光纤头不清洁时，尽管仍能收到对侧数据，但由于收信裕度大大降低，当系统扰动或操作时，会导致通道异常。例如经过实际检验，当尾纤凸台没有对上缺口就拧紧，则会增加10-20dB的通道衰耗。

4.2 光电转换装置接PCM机的屏蔽双绞线使用不规范

光电转换装置接至PCM机的屏蔽双绞线要求使用四芯带屏蔽双绞线，且屏蔽层应可靠一点接地。若屏蔽双绞线接至配线架，需保证连接可靠，可以采用凤凰端子拧接的方式。

4.3 光电转换装置不接地或接地不良

如果光电转换柜的接地本身不良，同样会造成光电转换装置接地不良。在正常运行时，光电转换装置与保护装置显示正常，而一旦有故障或刀闸操作时，光电转换装置受到干扰，很可能会造成保护装置发出通道告警信号。

4.4 通信电源纹波系数高

通讯电源一般采用-48V电源，对纹波系数有比较高的要求，一般要求不超出100mv，现场实际工作经验表明，当发现电源纹波比较大时，光电转换过程会出现误码。

4.5 复用通道的其它问题

保护使用通讯提供的复用通道时，各种设备均有可能出现问题，其中以PCM机出现问题的概率最大，一般原因为时钟设置不合规范的问题；其次为通讯光板有问题，当通信设备出现问题后，通道挂误码仪测试就能反映出来，目前对通道误码仪自环检测时间的要求应不小于24小时。

4.6 光接收端的砝琅盘内瓷芯碎裂

当光接收端的砝琅盘内瓷芯碎裂时会造成通道异常，这时通过光功率的测量也无法发现，必须要通过灵敏度检查才能发现问题。一般情况下砝琅盘内瓷芯严重碎裂时，通过肉眼观测就能发现碎裂、碎片。而当砝琅盘内瓷芯发生较轻的碎裂时可能会只有裂纹，这时通过肉眼观测比较难发现，只有通过传输光功率测量才能发现。

5.防止光纤保护通道故障频发的措施：

5.1 在保护通道畅通后要尽量减少光纤头的插拔次数，以免损坏光纤头。

5.2 定期检验时应使用正确方法方法做好光纤头的清洁，光纤在插入砝琅前，纤芯的瓷芯端面应用浸有无水酒精的纱布擦干净。

5.3 对光差保护应定期做好巡检工作，特别对通道的误码、失步次数做到定期观察。

5.4 保护装置应尽可能直接复用2M口数字通道（取消PCM机），经过光电转换后直接接入通讯设备。

6.目前山西对光纤纵联差动保护装置（2M）接口时钟方式的统一规定

为了保护装置的安全可靠运行，便于保护通道的统一管理，结合各厂家保护及接口装置的不同特点，省公司对现运行的差动保护装置（2M）接口时钟方式作出统—规定：

6.1 对南瑞RCS-931AM保护装置：规定保护时钟设为“从-从”方式，通信PCM时钟设为“主-从”方式。

6.2 对国电南自PSL-603保护装置：规定保护时钟设为“从-从”方式，通信PCM时钟设为“主-从”方式。现运行的保护光电转换GXC-2M型装置需更换为GXC-64/2M型装置，以满足此方式。

6.3 对许继WXH-803保护装置：规定保护时钟设为“主-从”方式，通信PCM时钟设为“从-从”方式。